干扰处理方法和装置与流程

本申请涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种干扰处理方法和装置。

背景技术：

在数字电视广播或者无线局域网系统中，接收机所接收的信号中经常会出现干扰信号，干扰信号导致相应频点处有用信号的信噪比恶化，从而严重影响接收性能。为了降低干扰的影响，在这些系统中，接收机必须具有很强的抗干扰能力。

陷波器(Notch Filter)常常被用于接收机中，用来对抗干扰。但是，由于陷波器的带宽通常是预先设定的，而干扰信号的带宽往往是未知的，因此该方法并不能理想的消除干扰。另一种对抗干扰的方法是使用离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)在频域逐载波判断是否为干扰并陷波。但是这种方法也存在问题。一方面，由于难以确定干扰的门限，因此该方法存在很高的误判率；另一方面，当一载波受到干扰时，有用信号和干扰信号会被同时滤掉，这影响了有用信号的使用。

随着多载波系统在广播和通信领域的广泛使用，需要在多载波接收机中提供一种检测并处理干扰的方法。

技术实现要素：

本申请的一个目的在于提供一种用于多载波接收机中的干扰处理方法。

在本申请的一个方面，提供了一种干扰处理方法，其包括：接收多载波调制信号，所述多载波调制信号包括多载波调制符号；将所述多载波调制符号分解为一组子载波，该组子载波中至少包括目标子载波；对所述目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波；获取所述均衡后的目标子载波的误差功率；将所述均衡后的目标子载波的误差功率与预设 门限比较以确定所述目标子载波是否存在干扰，其中所述预设门限关联于所述子载波调制星座图中星座点之间的最小距离。

在一些实施例中，当所述误差功率大于预设门限时，判决所述子载波存在干扰。

在一些实施例中，所述预设门限为所述子载波调制星座图中星座点之间的最小距离的平方的γ倍，其中γ的取值范围为0.25至1。

在一些实施例中，所述均衡后的目标子载波的误差功率是所述均衡后的目标子载波的平均误差功率。

在一些实施例中，获取均衡后的目标子载波的误差功率的步骤包括：计算所述均衡后的目标子载波的误差功率；对所述均衡后的目标子载波的误差功率在时域进行滤波处理，以得到所述均衡后的目标子载波的平均误差功率。

在一些实施例中，所述计算均衡后的目标子载波的误差功率的步骤包括：对所述均衡后的目标子载波进行硬判决；基于所述均衡后的目标子载波与所述硬判决后的子载波的差值确定所述子载波的误差功率。

在一些实施例中，所述目标子载波是对一组多载波调制符号中的一个多载波调制符号进行分解后得到的一个或多个子载波，对该组多载波调制符号中具有与所述均衡后的目标子载波相同频率的均衡后的子载波的误差功率进行滤波处理，以得到所述均衡后的目标子载波的平均误差功率。

在一些实施例中，所述干扰处理方法被用于OFDM系统，所述多载波调制信号是OFDM信号。

在一些实施例中，所述干扰处理方法还包括：根据所述干扰判决结果计算所述目标子载波的可信度；基于所述可信度确定所述目标子载波所承载比特的软信息；以及根据所确定的软信息进行纠错码译码。

在一些实施例中，根据干扰判决结果计算所述目标子载波的可信度的步骤包括：当检测到所述目标子载波存在干扰时，所述目标子载波的可信度计算为所述均衡后的目标子载波的误差功率的倒数。

在一些实施例中，根据干扰判决结果计算所述目标子载波的可信度的步骤包括：当检测到所述目标子载波存在干扰时，所述目标子载波的可信度计算为所述目标子载波的信道 响应的模的平方乘以调整因子再除以所述均衡后的目标子载波的误差功率，其中，所述调整因子为取值范围为0.1至1的实数。

在一些实施例中，根据干扰判决结果计算所述目标子载波的可信度的步骤包括：当检测到所述目标子载波存在干扰时，所述目标子载波的可信度计算为所述一组子载波中的多个子载波的信道响应的模的平方的平均值乘以调整因子再除以所述均衡后的目标子载波的误差功率，其中所述调整因子为取值范围为0.1至1的实数。

在一些实施例中，根据干扰判决结果计算所述目标子载波的可信度的步骤包括：当检测到所述目标子载波不存在干扰时，所述目标子载波的可信度计算为所述目标子载波的信道响应的模的平方除以噪声功率，其中，所述子载波的信道响应通过信道估计步骤得到，所述噪声功率通过噪声功率估计步骤得到。

在本申请的另一个方面，提供了一种干扰处理装置，其包括：子载波分解模块，被配置为接收包括多载波调制符号的多载波调制信号，并且将所述多载波调制符号分解为一组子载波，该组子载波中至少包括目标子载波；子载波均衡模块，被配置为对所述目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波；误差功率获取模块，被配置为获取所述均衡后的目标子载波的误差功率；以及干扰判决模块，被配置为将所述误差功率与预设门限比较以确定所述目标子载波是否存在干扰，其中所述预设门限关联于所述子载波调制星座图中星座点之间的最小距离。

以上为本申请的概述，可能有简化、概括和省略细节的情况，因此本领域的技术人员应该认识到，该部分仅是示例说明性的，而不旨在以任何方式限定本申请范围。本概述部分既非旨在确定所要求保护主题的关键特征或必要特征，也非旨在用作为确定所要求保护主题的范围的辅助手段。

附图说明

通过下面说明书和所附的权利要求书并与附图结合，将会更加充分地清楚理解本申请内容的上述和其他特征。可以理解，这些附图仅描绘了本申请内容的若干实施方式，因此不应认为是对本申请内容范围的限定。通过采用附图，本申请内容将会得到更加明确和详细地说明。

图1以OFDM为例，示出了多载波调制信号的结构示意图；

图2示出了根据本申请一个实施例的干扰处理方法100；

图3示出了子载波调制符号为16QAM符号的星座图；

图4示出了一个受到干扰的数字电视信号的频域波形示意图；

图5示出了均衡后的目标子载波的星座图；

图6示出了采用一阶无限冲击响应(IIR)滤波公式计算得到的各个均衡后的目标子载波的平均误差功率；

图7示出了根据本申请一个实施例的干扰处理方法200；

图8示出了QPSK调制的星座图；

图9示出了根据本申请一个实施例的具有干扰处理装置的接收机300的示意图；

图10示出了图9所示的干扰处理模块330的一种实施方式的示意图；

图11示出了根据本申请一个实施例的具有干扰处理装置的多载波调制信号接收机400的示意图。

具体实施方式

在下面的详细描述中，参考了构成其一部分的附图。在附图中，类似的符号通常表示类似的组成部分，除非上下文另有说明。详细描述、附图和权利要求书中描述的说明性实施方式并非旨在限定。在不偏离本申请的主题的精神或范围的情况下，可以采用其他实施方式，并且可以做出其他变化。可以理解，可以对本申请中一般性描述的、在附图中图解说明的本申请内容的各个方面进行多种不同构成的配置、替换、组合，设计，而所有这些都明确地构成本申请内容的一部分。

多载波调制技术被广泛应用于数字电视、移动通信、无线局域网等通信技术中。相对于单载波调制技术而言，多载波调制技术可以较好地抵抗多径干扰。多载波调制技术可以采用多种技术来实现，比如多载波扩频多址(MC-CDMA)技术，正交频分复用(OFDM)技术，编码多载波调制(Coded MCM)技术等。相应地，多载波调制信号可以为MC-CDMA信号，OFDM信号，等等。图1以OFDM为例，示出了多载波调制信号的结构示意图，其中，图1所示的多载波调制信号包括连续的多个多载波调制符号。在图1中，n-1,n,n+1表示OFDM符号按时间顺序排列的序号。需要注意的是，图1中示出的多载波调制符号仅仅是 示例性的，实际上，相邻两个多载波调制符号的信号可以是连续的，也可以是不连续的。比如，相邻的多载波调制符号之间可以具有一定的保护间隔，在该保护间隔期间内，发射机不发射多载波调制符号的信号。另外，相邻的多载波调制符号之间还可以包括其他类型的信号(非多载波调制信号)，比如伪随机信号、用于同步的信号等等。根据具体通信系统的不同，多载波调制信号中各个多载波调制符号的长度可以相等，也可以不相等。

为了处理多载波调制信号中的干扰，本申请提供了一种干扰处理方法和装置。根据具体应用的不同，本申请的干扰处理方法和装置可以包括用于检测干扰的干扰检测方法/装置，以及进一步用于抑制干扰的干扰抑制方法和装置。

图2示出了根据本申请一个实施例的干扰处理方法100。该干扰处理方法100可以用于检测多载波调制信号中的干扰。具体地，该方法100包括以下步骤。

在步骤S101，接收多载波调制信号，该多载波调制信号包括多载波调制符号。

在本申请实施例中，多载波调制信号为经过射频前端处理后得到的数字基带信号，可以为任何多载波调制技术产生的信号，包括MC-CDMA信号，OFDM信号，编码多载波调制信号等。该多载波调制信号是需要被检测和处理的信号。

在步骤S103，将多载波调制符号分解为一组子载波，该组子载波中包括目标子载波。

在本申请的一些实施例中，当多载波调制符号为OFDM符号时，可以采用离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)方法将多载波调制符号分解为一组子载波。在本申请的一些实施例中，对于采用滤波器组构造的多载波调制符号，接收机亦可采用滤波器组将多载波调制符号分解为一组子载波。目标子载波为待处理的子载波。

由于多载波调制信号是由子载波构成的宽带信号，将多载波调制符号分解为一组子载波后，可以分别对子载波上所承载的数据信息进行处理。在本申请的一些实施例中，为了降低邻频干扰，以及为了降低滤波器设计的复杂度，通常将靠近频带外侧的子载波配置为“空”子载波，即发射机不在这些子载波上承载数据。换言之，这些子载波上没有发射功率。另外，为了避免直流干扰，位于频带中心的“直流”子载波也可以不用于承载数据。在这种情况下，接收机仅需要对那些承载数据的子载波进行处理即可。这些承载数据的子载波即为目标子载波。可以理解，在一些实施例中，一组子载波中的所有子载波也可以全部被用于承载数据，相应地，所有的这些子载波均为目标子载波。

在一些实施例中，多载波调制符号的一组子载波可以被划分成若干子集，属于不同子集的子载波承载的数据相互独立。比如，不同子集中的子载波可以属于不同的编码块，接收机仅需要对其中的某个或某些编码块进行译码。这时，接收机仅需要对相应的承载该编码块的子载波进行处理，这些子载波是接收机是预先确定的。因此，需要被处理的目标子载波可以是承载数据的所有子载波中的一个子集。可以理解，在一些实施例中，需要被处理的目标子载波也可以是承载数据的所有子载波。

下文中，为叙述方便起见，将多载波调制符号进行子载波分解后得到的第k个目标子载波表示为Yk。

在步骤S105，对目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波。

在一些实施例中，可以采用直接相除法、最小均方误差(MMSE)法或其他适合的均衡方法来对目标子载波进行均衡处理。其中，直接相除法是指将子载波除以该子载波对应的信道响应信息，从而消除信道的影响并得到被均衡的目标子载波。最小均方误差法则基于使被均衡的目标子载波的均方误差最小的准则进行求解。

第k个目标子载波经过均衡后，得到均衡后的目标子载波Xk。

在步骤S107，获取均衡后的目标子载波的误差功率。

对于多载波调制信号，其可以相继地传输多个多载波调制符号，而被处理的多载波调制符号是这些多载波调制符号中的一个。可以理解，误差功率反映了这些位于相同频点的子载波受到干扰的程度。子载波受到的干扰越小，均衡后的目标子载波偏离理想值的程度就越小，也即误差越小；反之，子载波受到的干扰越大，均衡后的目标子载波偏离理想值的程度就越大，也即误差越大。

可以理解，干扰可以是进入有用信号频带内的各种干扰，既可以是同频干扰，也可以是相邻频带的信号未受到足够衰减而混入有用信号频带内的邻频干扰，还可以是由于接收机自身产生的谐波进入有用信号带宽而导致的谐波干扰。

在一些实施例中，均衡后的目标子载波的误差功率可以通过以下步骤来计算。首先，对该均衡后的目标子载波进行硬判决；然后，基于均衡后的目标子载波与硬判决后的子载波的差值确定该均衡后的目标子载波的误差功率。举例来说，对均衡后的目标子载波Xk进行硬判决后，得到硬判决结果Sk，两者的差值为均衡后的目标子载波的误差Ek，即Ek＝Xk–Sk。而该均衡后的目标子载波的误差功率Pk为误差Ek的模的平方，即Pk＝|Ek|²。

在步骤S109，将均衡后的目标子载波的误差功率与预设门限比较，以根据比较结果确定目标子载波是否存在干扰，其中，该预设门限关联于该目标子载波调制星座图中星座点之间的最小距离。

根据上文所述，由于误差功率反映了该目标子载波受到的干扰程度，因此，将误差功率与预设门限比较，可以判断该目标子载波是否受到干扰。在一些实施例中，当平均误差功率大于预设门限时，判决该目标子载波存在干扰；否则，判决该目标子载波不存在干扰。

预设门限可以根据实际需求来确定。在一些实施例中，预设门限设置为与子载波调制符号的星座图中星座点之间的最小距离Dmin的平方成正比，即其中，γ为比例因子，可以选取为大于0.25的实数。γ越小，检测概率越大，即目标子载波被判决为存在干扰的可能性就越大，然而，误判概率也越大；反之，γ越大，检测概率越小，即目标子载波被判决为存在干扰的可能性就越小，然而，误判概率也越小。通过合适地选择γ的值，可以在误判概率和检测概率之间进行权衡。优选的，γ可以选取为0.25至1.0的实数，例如0.25、0.5、0.75、1等。作为一个例子，图3示出了子载波调制符号为16QAM符号的星座图，图中，星座点之间的最小距离Dmin＝4，因此，可以将预设门限设置为根据γ实际的选取值可以确定具体的预设门限的值。

在一些实施例中，步骤S107中的均衡后的目标子载波的误差功率可以为平均误差功率，该平均误差功率可以通过对均衡后的目标子载波的误差功率在时域进行滤波处理而得到。滤波处理的目的在于降低估计方差，以提高平均误差功率估计的准确度。

具体地，滤波处理可以将多个不同的多载波调制符号的与目标子载波相同频点的均衡后的子载波的误差功率进行平均，以降低估计方差。

在一些实施例中，平均误差功率可以通过对多个多载波调制符号的与目标子载波相同频点的均衡后的子载波的误差功率进行平均。例如，可以对多个相邻多载波调制符号与目标子载波相同频点的均衡后的子载波的误差功率进行平均。具体而言，假设某一时刻对应的多载波调制符号的序号为n，相邻N个多载波调制符号的均衡后的第k个子载波的误差功率分别为Pk(n-N+1),Pk(n-N+2),…,Pk(n)，则某一时刻估计的平均误差功率可以表示为

这里，序号n对应的多载波调制符号为该相邻N个多载波调制符号中最晚收到的。

在一些实施例中，平均误差功率也可以通过对相邻的多载波调制符号的与目标子载波相同频点的均衡后的子载波的误差功率进行时域平滑滤波的方法来得到。常用的时域平滑滤波算法包括一阶无限冲击响应(IIR)滤波。同样的，设当前时刻对应的多载波调制符号的序号为n，前一个多载波调制符号的序号为n-1，则一阶IIR滤波可以表示为

其中，表示第n个多载波调制符号第k个均衡后的子载波的平均误差功率，Pk(n)表示第n个多载波调制符号第k个均衡后的子载波的误差功率，α为平滑系数，0<α<1。

需要指出的是，在上述实施例中，采用符号和Pk(n)分别表示第n个多载波调制符号第k个均衡后的子载波的平均误差功率和误差功率，在不需要特别指明时刻的情况下，上述表示时间的参数n可以省略，将和Pk(n)分别表示为和Pk。

此外需要说明的是，在一些例子中，也可以用均衡后的目标子载波的误差功率(未经滤波处理)与预设门限比较，来确定是否存在干扰。这种方法仅需要获取当前检测的目标子载波的误差功率，而不需要相邻多载波调制符号的与目标子载波相同频点的子载波的误差功率，因而实现方法更为简单，数据处理速度也更快。

本申请的干扰处理方法100可以用于检测并确定多载波调制信号的哪些子载波受到干扰。可选的，在检测出存在干扰的情况下，干扰处理方法100还可以确定被检测到的干扰的干扰功率。接收机利用这些信息，可以进行增强处理，以提高接收机的性能。比如，对于受到干扰的子载波，可以赋予该子载波所承载的比特信息较低的可信度或者较低的权值。通过这种方法，可以对未受到干扰的子载波和受到干扰的子载波进行区别处理，从而提高译码的性能。此外，接收机还可以通过简单地舍弃受到干扰的子载波所承载的比特信息，来获得比常规处理方法更好的性能。另外，接收机还可以将子载波受到干扰的信息反馈到信号发射端，以便发射端对受到干扰的子载波进行规避。比如，不在受到干扰的子载波上承载信息，或者在该子载波上承载较低阶的调制符号，等等。

图4示出了一个受到干扰的数字电视信号的频域波形示意图。图中，横坐标表示频率(MHz)，纵坐标表示幅度(dB)。该数字电视信号采用OFDM调制，单边带宽为8MHz，中心频率位于7.2MHz。该数字电视信号包含3780个有用子载波，有用子载波是指承载了数据或导频信号的子载波。如图4所示，在某些频点处，频域信号具有突起，表明相应的频点附近存在同频干扰。例如，在频点为正负10MHz处，频域信号具有20dB左右的突起。

下面以图4所示的信号为例，对图2所示的干扰处理方法100的工作原理进行进一步说明。

首先，在步骤S101中，接收OFDM信号；

在步骤S103中，使用3780点DFT，将所接收的OFDM信号分解为3780个子载波。在这个例子中，3780个子载波均为有用子载波，因此，需要处理的目标子载波总数为3780个。

在步骤S105中，对上述目标子载波进行均衡，得到均衡后的目标子载波。

图5示出了均衡后的目标子载波的星座图。为了便于观察，图5中示出的星座图汇总了整个OFDM符号的所有均衡后的目标子载波。从图5中可以看出，由于干扰和噪声的存在，导致被均衡的目标子载波与图3所示的理想情况下的星座图具有很大差别。

在步骤S107中，获取均衡后的目标子载波的平均误差功率。

图6示出了采用一阶无限冲击响应(IIR)滤波公式(2)计算得到的各个均衡后的目标子载波的平均误差功率。其中，横坐标为子载波序号，纵坐标为平均误差功率。从图6中可以看出，在某些子载波范围(例如，子载波序号为800和2400附近)的平均误差功率远大于其他子载波的平均误差功率，而平均误差功率高的子载波正好对应了受到干扰的子载波。由此可见，通过平均误差功率能判断出哪些子载波受到了干扰。

相应地，在步骤S109，将均衡后的目标子载波的平均误差功率与预设门限比较。根据该比较结果，即可确定目标子载波是否存在干扰。例如，可以将预设门限设置为其中γ选为1，则预设门限具体为16。相应地，当平均误差功率大于16时，则确定对应的目标子载波存在干扰。在图6所示的例子中，频率为约800、900、1800、1900、以及2350至2450MHz的子载波均具有干扰。

正如前述，在检测干扰的存在后，接收机还可以进一步地对受到干扰的子载波进行处理，以抑制干扰对后续数据处理的影响。图7即示出了根据本申请一个实施例的干扰处理方法200。该干扰处理方法200可以用于抑制多载波调制信号中的干扰。如图7所示，该方法200包括下述步骤。

步骤S201，接收多载波调制信号，该多载波调制信号包括多载波调制符号。

步骤S203，将多载波调制符号分解为一组子载波，该组子载波中包括目标子载波。

步骤S205，对目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波。

步骤S207，获取均衡后的目标子载波的平均误差功率。

步骤S209，将均衡后的目标子载波的平均误差功率与预设门限比较以确定目标子载波是否存在干扰，其中，该预设门限关联于目标子载波调制星座图中星座点之间的最小距离。

上述步骤S201至S209可以以与图2所示的步骤S101至S109相同或相似的方式执行，其具体的实现方式可以参考步骤S101至S109的描述，在此不再赘述。

在确定目标子载波是否存在干扰后，该方法200还包括步骤S211，根据干扰判决结果计算均衡后的目标子载波的可信度。

具体地，可信度用于衡量均衡后的子载波的准确程度，或者说是接近理想值的程度。可以理解，当判断一个子载波存在干扰时，可以赋予该子载波较低的可信度；反之，当判断一个子载波不存在干扰时，则可以赋予该子载波较高的可信度。

在一些实施例中，当检测到目标子载波存在干扰时，该目标子载波的可信度计算为均衡后的目标子载波的平均误差功率的倒数。比如，假设步骤S207中计算得到的第k个目标子载波的平均误差功率为则当检测到目标子载波存在干扰时，该目标子载波的可信度Ck计算为

在一些实施例中，当检测到目标子载波存在干扰时，该目标子载波的可信度计算为目标子载波的信道响应的模的平方乘以调整因子再除以均衡后的目标子载波的平均误差功率。比如，假设步骤S207中计算得到的第k个目标子载波的平均误差功率为信道响应信息为则当检测到目标子载波存在干扰时，该目标子载波的可信度Ck计算为

这里，η表示调整因子，可以根据需要设置为0.1～1之间的实数。

在一些实施例中，当检测到目标子载波存在干扰时，该目标子载波的可信度计算为多个子载波的信道响应的模的平方的平均值乘以调整因子再除以均衡后的目标子载波的平均误差功率。相应地，该目标子载波的可信度Ck计算为

其中表示多个子载波的信道响应的模的平方的平均值，即

其中，第i个子载波的信道响应信息，N_avg表示用于计算信道响应的模的平方的平均值的目标子载波的个数。应当指出的是，上述公式(6)中，以第k到第k-1+N_avg个子载波为例计算平均值但上述选取仅仅是示例性的，本领域技术人员可以理解，可以采用其他子载波来计算平均值。在一些实施例中，可以使用所有目标子载波来计算平均值换句话说，N_avg可以等于所有目标子载波的个数。

在一些实施例中，当检测到目标子载波不存在干扰时，该目标子载波的可信度计算为目标子载波的信道响应的模的平方除以噪声功率，其中，子载波的信道响应通过信道估计步骤得到，所述噪声功率通过噪声功率估计步骤得到。同样的，假设第k个目标子载波的信道响应信息为噪声功率估计值为则当检测到目标子载波不存在干扰时，该目标子载波的可信度Ck计算为

需要指出的是，信道响应可以使用任何可以估计信道的方法估计得到。作为例子，在一些系统中，发射机发送伪随机信号，伪随机信号具有良好的自相关特性，并且该伪随机信号对接收端而言是已知的或者接收端可以通过其他方式获知。接收端接收到该伪随机信号后，用本地伪随机序列与接收到的伪随机信号相关，便得到信道冲击响应。可选地，对信道冲击响应进行降噪处理后，再变换到频域，便可以得到各个子载波处的信道响应。在一些系统中，通过在若干导频子载波上发送导频信号，这些导频子载波所承载的调制符号对接收端而言也是已知的，接收机将接收到的导频子载波与该导频子载波所承载的符号进行比较，便可获得导频子载波处的信号响应，利用导频子载波处的信道响应，通过插值，便可以得到其他(非导频)子载波处的信道响应。

噪声功率是指接收机利用噪声估计方法估计得到的噪声功率。本领域技术人员可以理解，噪声功率可以使用各种噪声估计方法得到。比如，发射机发送伪随机信号，接收机利用接收到的伪随机信号进行信道估计，获得信道冲击响应。然后，将信道冲击响应与本地 伪随机信号卷积，得到重构的接收信号。之后，将重构的接收信号与接收到的伪随机信号相减，便可得到误差信号。对误差信号的模的平方进行平均，即可得到噪声功率的估计。

之后，在步骤S213，基于该可信度确定该目标子载波所承载比特的软信息。

本领域技术人员可以理解，比特的软信息又称为软比特，比特的软信息反映了接收机接收到的子载波所承载比特为0和为1的概率，通常使用似然比(Likelihood Ratio,LR)或者对数似然比(Log Likelihood Ratio,LLR)来表示。其中，似然比指的是比特为0的概率与比特为1的概率之比，对数似然比为似然比的对数。根据LLR的定义可知，接收到的比特越确定，则LLR的绝对值越大，反之，LLR的绝对值越小。如果接收到的比特判定为0的概率等于判定为1的概率，则LLR＝0，此时，对应于接收比特最无法确定的情况。

基于子载波的可信度，可以进一步得到该子载波所承载比特的软信息。由于软信息的计算与具体的调制模式有关，下面以子载波承载的调制模式为QPSK为例，说明基于子载波可信度计算比特软信息的方法，对于其他调制模式是类似的。

如图8所示，QPSK星座图一共包括4个星座点，每个星座点对应两个传输比特b₁b₀的不同组合，发射机在第k个子载波上发射的调制符号为上述4个星座点中的其中一个，为表达方便起见，将b₁b₀＝00,01,10和11时对应的星座点分别表示为s₀,s₁,s₂和s₃。由于受到噪声、干扰等影响，接收机可能无法确定实际发射的是哪个星座点，但接收机可以根据均衡后的子载波Xk，估计出各个星座点的后验概率。如图8所示，p₀，p₁，p₂和p₃表示接收机估计的各个星座点的概率，用公式表示为p_i＝P(s_i|Xk)，i＝0,1,2,3。根据本申请的一些实施例，上述概率可以用以下公式表示

其中，Ck为步骤S211计算得到的第k个目标子载波的可信度。从上式可以看出，当均衡后的子载波Xk和星座点s_i给定的情况下，可信度越大，概率越大。需要指出的是，并不需要将上述概率的最终结果计算出来，而是基于上述公式，进一步计算各比特的LLR。其中，比特b₁的LLR可以表示为

比特b₀的LLR可以表示为

本领域技术人员可以理解，计算比特b₁和b₀的LLR的上述公式只是示例性的，可以对上述公式进行进一步近似以得到更简便的计算方式。

再然后，在步骤S215中，基于所确定的软信息进行纠错码译码。

译码器基于所有的目标子载波所承载比特的软信息，采用纠错码译码方法进行译码。需要说明的是，此处的纠错码译码应当作广义上的理解，其不仅包括对前向纠错码(FEC)进行译码，还包括对软比特进行解交织等操作。前向纠错码可以为任何信道编码方案，比如卷积码，Turbo码，低密度奇偶校验(LDPC)码，等等。

本领域技术人员可以理解，目标子载波所承载的比特属于前向纠错码码块(简称为“码块”)的一部分，编码器或译码器通常将码块作为一个整体进行处理。为了获得较大的分集增益，发射机通常将一个码块的比特分配到一个或多个多载波调制符号的多个子载波上。因此相应地，接收机需要将属于同一码块的一个或多个多载波调制符号的相应子载波所承载的比特的软信息收集起来后，再进行纠错码译码。

根据本申请的干扰处理方法200，对于未受干扰的子载波所承载的比特，基于噪声功率计算LLR，对受到干扰的子载波所承载的比特，基于相应的均衡后的子载波的平均误差功率计算LLR。这样，通过对受到干扰的子载波和未受到干扰的子载波进行区别处理，并对受到干扰的子载波赋予较低的可信度，并使得该子载波所承载比特的LLR变小，从而提高了纠错码的译码性能，达到了抑制干扰的技术效果。

图9示出了根据本申请一个实施例的干扰处理装置的接收机300的示意图。接收机300可应用于多载波信号接收机中，可用于执行图2所示的干扰处理方法100。接收机300可用于检测多载波调制信号中的哪些子载波受到干扰。可选的，在存在干扰的情况下，接收机300还可以确定被检测到的干扰的干扰功率。

如图9所示，接收机300包括：子载波分解模块310，用于接收包括多载波调制符号的多载波调制信号，并且将所述多载波调制符号分解为一组子载波，其中该组子载波中至少包括目标子载波；子载波均衡模块320，用于对目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波；以及干扰检测模块330，用于确定目标子载波是否存在干扰。

图10示出了图9所示的干扰检测模块330的一种实施方式的示意图。

如图10所示，干扰检测模块330包括误差功率获取模块331和干扰判决模块332。其中，误差功率获取模块331用于获取均衡后的目标子载波Xk的平均误差功率干扰判决模块332用于将平均误差功率与预设门限比较，以根据该平均误差功率与预设门限的比较结果确定目标子载波是否存在干扰。

在一些实施例中，如图10所示，误差功率获取模块331包括硬判决单元3311，误差计算单元3312，误差功率计算单元3313和滑动平均单元3314。

硬判决单元3311用于对均衡后的目标子载波Xk进行硬判决，得到硬判决结果Sk。硬判决是指将均衡后的目标子载波Xk与该子载波所调制的信号的各个星座点的距离进行比较，将距离最小的星座点作为硬判决结果Sk。

误差计算单元3312用于计算均衡后的目标子载波Xk的误差Ek。其中，子载波的误差Ek为均衡后的目标子载波Xk与硬判决结果Sk的差值，即Ek＝Xk–Sk。

误差功率计算单元3313用于计算均衡后的目标子载波Xk的误差功率Pk。其中，误差功率Pk为误差Ek的模的平方，即Pk＝|Ek|²。

滤波单元3314用于对均衡后的目标子载波的误差功率在时域进行滤波处理，以得到均衡后的目标子载波Xk的平均误差功率在一些实施例中，目标子载波是一组多载波调制符号中的一个多载波调制符号的一个或多个子载波，滤波单元3314被配置为对该组多载波调制符号中具有与均衡后的目标子载波相同频率的均衡后的子载波的误差功率进行平均，以得到均衡后的目标子载波的平均误差功率。在另一些实施例中，目标子载波是一组多载波调制符号中的一个多载波调制符号的一个或多个子载波，滤波单元3314被配置为对该组多载波调制符号中具有与均衡后的目标子载波相同频率的均衡后的子载波的误差功率进行时域平滑滤波，以得到均衡后的目标子载波的平均误差功率。

在一些实施例中，干扰判决模块332将平均误差功率与预设门限比较，当平均误差功率Pk大于预设门限时，判决该子载波存在干扰；否则，判决该子载波不存在干扰。在一些实施例中，其中所述预设门限关联于所述子载波调制星座图中星座点之间的最小距离。在一些实施例中，预设门限设置为与该子载波所调制符号的星座图中星座点之间的最小距离Dmin的平方成正比，即其中，γ为比例因子，可以选取为大于0.25的实数，例如0.25至1。

图11示出了根据本申请一个实施例的具有干扰抑制功能的多载波调制信号接收机400的示意图。接收机400接收多载波调制信号，可以用于执行图7所示的干扰处理方法200。

如图11所示，接收机400包括子载波分解模块410，子载波均衡模块420，干扰检测模块430，可信度计算模块440，软信息计算模块450，信道译码模块460等。其中：

子载波分解模块410用于将接收到的多载波调制符号分解为若干子载波，所述若干子载波中至少包括目标子载波。

子载波均衡模块420用于对目标子载波进行均衡，以得到均衡后的目标子载波。

干扰检测模块430用于确定目标子载波是否存在干扰。

可信度计算模块440根据干扰判决结果，计算均衡后的目标子载波的可信度。

在一些实施例中，可信度计算模块440包括选择单元4401、第一可信度计算单元4402、第二可信度计算单元4403。

其中，第一可信度计算单元4402基于目标子载波的信道响应和噪声功率，根据公式(7)计算均衡后的目标子载波的可信度。

第二可信度计算单元4403基于目标子载波的平均误差功率，根据公式(3)计算均衡后的目标子载波的可信度。

选择单元4401用于根据干扰检测模块430的检测结果，选择相应的可信度计算单元计算均衡后的目标子载波的可信度。当检测到目标子载波不存在干扰时，选择第一可信度计算单元4402；当检测到目标子载波存在干扰时，选择第二可信度计算单元4403。

在一些实施例中，第二可信度计算单元4403可以基于一个或多个子载波的信道响应、均衡后的目标子载波的平均误差功率和调整因子，根据公式(4)或公式(5)计算均衡后的目标子载波的可信度。

软信息计算模块450基于均衡后的目标子载波的可信度确定该子载波所承载比特的软信息。

信道译码模块460接收各个目标子载波的软信息，采用相应的纠错码译码方法进行译码。

上述各模块的具体实现方式可以参见相应的方法实施例的描述，这里不再详述。

可以理解，图11所示的接收机400仅示例性地示出了其中的一些模块。在实际应用中，接收机400还包括其他模块，比如射频模块、同步模块、信道估计模块、噪声估计模块，等等。

本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变，上述实施方案仅仅是为了说明的目的而列举的示例，而不是对本申请的限制，本申请的实施方式可以通过硬件、软件或其组合的形式来实现。凡在本申请的教导和权利要求保护范围下所作的任何修改、等同替换等，均应包含在本申请要求保护的范围内。在权利要求中，措词“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一”、“一个”不排除复数。在本申请的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。