低输出阻抗的rf放大器的制造方法
【专利说明】低输出阻抗的RF放大器
本发明专利申请是国际申请号为PCT/US2010/059488，国际申请日为2010年12月8日，进入中国国家阶段的申请号为201080063037.9，名称为“低输出阻抗的RF放大器”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
[0001]本发明涉及多级射频(RF)功率放大器(PA)，尤其涉及的是与之关联的低输出阻抗的RF放大器。
【背景技术】
[0002]使用了几乎所有可能的RF调制技术的几乎所有的无线通信和控制系统的硬件实施方式，全都包含了 RF功率放大器(PA)作为必要组件。关于RF调制技术的示例包括但不局限于GMSK、8PSK、16-QAM、64-QAM，其中RF信号振幅可以始终恒定，并且可以采用处于连续或离散范围的任何值。关于此类系统的示例包括但不局限于蜂窝GSM、CDMA、W-CDMA语音和数据终端、W1-F1、蓝牙、遥控器、RFID读取器。
[0003]用于蜂窝之类的无线应用的RF功率放大器必须产生很高的增益和很高的输出功率电平。在典型的RF发射机中，PA的输出功率和增益需求是通过使用多个级联的放大级满足的，其中每一级都可以使用一个或多个有源设备，例如硅MOSFET和BJT、GaAs MESFET以及HBT。
[0004]图1a显示了本领域已知的多级PA的一个示例。在实施现有技术的多级PA的过程中，其中将会遭遇到大量的设计权衡。虽然图1a描述的是使用NM0SFET设备作为有源元件，但对本领域技术人员来说，很明显，诸如FET或BJT之类的其他类型的其他有源设备也是可以替代使用的。图1a所示的PA具有两个增益级120和121，其后跟随的是匹配网络122。输出节点105与负载相耦合，其中在这里象征性地将所述负载呈现成是大小通常是50欧姆的电阻器113。匹配网络122扮演的是阻抗变换网络的角色，它会将大小为50欧姆的相对较高的负载阻抗转换成最终的PA级121的输出端103看到的较低阻抗(例如5欧姆)。较低的阻抗限制了在节点103上呈现并且是将需要的最大输出功率注入负载113所必需的最大电压摆动。图1a例示的匹配网络包括电感器110和电容器112，其与输出级负载电感器108 —起形成了一个调谐变换电路。电容器111会阻止在匹配网络输出节点104上呈现的DC电压到达负载113。
[0005]PA输出放大器级121包括以共源极配置的方式连接的有源设备MOSFET 109，以及连接在输出节点103与电源Vdd之间的负载电感器108。流经晶体管109的电流受连接至级输出节点102的栅极端子与连接至接地端的源端子102之间的电压差控制。晶体管109的漏极与级输出节点103相连。作为晶体管109的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器108扮演了两个角色:它会将DC电力提供给活动设备109，并且它使得与部件122相结合的谐振变换网络完整。借助AC耦合电容器115，输出放大器级121在节点102上接收来自前置放大器级120的输入。
[0006]前置放大器级120包括以共源极配置的方式连接的有源设备MOSFET 107，以及连接在输出节点114与电源Vdd之间的负载电感器106。流经晶体管107的电流受连接至级输入节点101的栅极端子与连接至接地的源端子之间的电压差控制。晶体管107的漏极与级输出节点114相连。作为晶体管107的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器106扮演了两个角色:它会向有源设备107提供DC电力，并且使得与部件121呈现的输入电容相结合的并联谐振储能电路完整。在图1a呈现的特定电路中，AC耦合电容器115将节点114上呈现的DC电位与适合晶体管109的控制端子的偏压的DC电位相隔离。在其他实施例中，作为审慎选择电源电压的结果，电容器115将被消除，并且节点114与102将会分担相同的电位。前置放大器级120则在节点101上接收其输入。
[0007]在图1b中通过波形而从质量方面示出了图1a中给出的PA操作。前置放大器级120在节点101上接收底部图表所示的正弦电压波形。结果，如图1b的中间图表例示的那样，前置放大器的输出节点114以及类似放大器级121的输入节点102将会呈现出与节点101上的波形大体上反相的电压波形。同样，如图1b的顶部图表例示的那样，放大器级121在其输出节点103上产生一个电压波形，其中该波形与节点102上的波形大体上反相。
[0008]由于输出放大器121在节点103上看到的是低负载阻抗，因此，流经有源设备109的最大电流很大。由此，有源设备的物理尺寸将会很大。对有源设备来说，最大的非理想性是其端子之间的寄生电容。由于尺寸很大，设备109会在节点103与接地之间、节点102与接地之间以及节点103与节点102之间呈现很大的电容。
[0009]处于节点103与接地之间的有源设备的寄生电容可被认为是嵌入在谐振变换网络中的，并且不会显著提高PA设计中涉及的权衡难度。
[0010]节点102与接地之间的有源设备的寄生电容会向前置放大器呈现出很大的电容负载。该电容必须通过前置放大器的输出电感器106来被有效地谐振消除，否则前置放大器的增益将会塌陷到一个无法接受的值。由于电感器106的品质因素Q非常有限，因此，针对前置放大器级的大电容负载值在可实现的前置放大器增益方面造成了大量的设计限制因素。
[0011]最为重要的是，处于节点103与节点102之间的有源设备的寄生电容在输出放大器121的输出与输入端之间开放了一条反馈路径，由此极大增大了电路不稳定的概率。位于放大器121输出和输入端的电路网络是有可能调谐在相同RF频率上的调谐的谐振电路。对低于谐振的信号频率来说，输入和输出电路将会呈现出电感阻抗，其与节点103与节点102之间的寄生电容以及活动设备109 —起形成了图2所述的哈特利正弦振荡器结构。
[0012]参考图2，有源设备201对应于图1a中的设备109。当在低于谐振的频率上操作时，电感器202对应的是通过将电感器106与介于节点102和接地之间的寄生电容相结合而在节点102上呈现的电感阻抗。当在低于谐振的频率上操作时，电感器203对应的是通过将电感器108与介于节点103和匹配网络122之间的寄生电容相结合而在节点103上呈现的电感阻抗。电容器204对应的是节点103与节点102之间的寄生电容。
[0013]由于在确保电容反馈连同电感负载所创建的负阻抗不会克服输入电路的电阻损失的过程中涉及进行权衡，因此，在PA的输出放大器中，哈特利振荡器结构的存在将会产生大量的设计限制因素。参考图la，输入电路损失受电感器106的品质因素控制。作为共源极(共发射极)配置的结果，前置放大器有源设备107对电阻损失的作用微乎其微。为了保证不满足振荡状况，有必要权衡以下的一个或多个设计参数。这其中的一个权衡包括减小电感器106的品质因素Q。然而，这样做可能会严重限制前置放大器级120的可实现增益。另一个参数包括减小有源设备109的输出放大器的跨导增益Gm。这种减小限制了输出放大器121的可实现增益，并且增大了输入节点102的最大摆动，由此显著影响了 PA线性。
[0014]节点103与节点102之间的活动设备寄生电容创建的反馈路径引入了另一个设计限制因素，那就是处于所关注的频率并在输入节点102与接地之间体现的电阻负载。理论上，如果没有反馈寄生电容，那么有源设备109在节点102上呈现的阻抗将会是纯电容性的。然而，大反馈电容会在节点102上呈现活动设备跨导的一小部分，由此实际向前置放大器级120添加了附加电阻负载。由于级120具有共源极(或共发射极)特性，因此，任何附加电阻负载都会直接变换成符合比例的增益降级。由于设备109是大跨导设备，因此，前置放大器的增益降级可能会很明显。
[0015]本领域已知的用于缓解以上列举的一些限制因素的方法是在前置放大器级120与输出放大器121之间插入匹配网络。这种级间匹配网络会对级121的输入呈现很低阻抗，同时为前置放大器级120保持大负载阻抗。在图1a例示的特例中，AC耦合电容器115是作为前置放大器级120与输出放大器121之间的链路存在的，并且该特例可被设计成致使电感器106、电容器115以及节点102与接地之间的组合形成一个阻抗变换匹配网络。图3详细显示了图1a中给出的级间匹配网络的结构。匹配网络输入节点301对应的是前置放大器输出节点114。匹配网络输出节点302对应的是最终的放大器级输入节点102。电感器303和电容器304分别对应的是电感器106和电容器115。电容器305对应的是节点102与接地之间朝着最终放大器级