用于多相转换器的控制器与系统的利记博彩app
【技术领域】
[0001]本公开涉及控制多相功率因数校正(PFC)转换器，并且特别地涉及适应性地交错多个多相PFC转换器。
【背景技术】
[0002]通常公知的是使用PFC装置用于主动地校正开关式电源(SMPS)的功率因数，开关式电源用于供应电子设备(例如计算机、电视、监视器等)以及诸如荧光灯之类的照明装置。典型的SMPS包括全波二极管整流器桥，其具有连接到AC功率分配线的输入和连接在下游的电容器，从而根据AC供电电压产生DC电压。与DC电平相比，电容器具有足够大的电容，使得相对小的纹波出现在其端子处。因此，电桥的整流器二极管将仅在供电电压的每个半周期的短部分上导通，因为其瞬时值在周期的大部分上小于电容器的电压。结果是从电力线吸收的电流包括一系列短脉冲，其幅度是所产生的平均值的5-10倍。
[0003]这具有明显的结果:
[0004]从电力线吸收的电流具有远高于正弦电流吸收的情况的峰值和rms(均方根)值，
[0005]由于连接到电力线的所有公用设施几乎同时脉冲吸收，供电电压失真，
[0006]在三相体系的情况下中性导体中的电流极大地提高，以及
[0007]较少使用电力系统的能量潜力。
[0008]事实上，脉冲电流的波形包括许多奇次谐波，虽然不构成提供至负载的电力，但是它们增加了由电力线吸收的rms电流，并因此增加了能量耗散。
[0009 ]在数量上，这可以用功率因数(PF)和总谐波失真(THD)表示，功率因数是实际功率(电源发送至负载的功率加上在其中以热量形式耗散的功率)与视在功率(rms电压与吸收的rms电流的乘积)的比值，总谐波失真通常是与所有较大谐波相关的能量与基波相关的能量的百分比。通常，具有电容滤波器的电源具有0.4和0.6之间的PF和比100%高的THD。设置在整流器桥和输出之间的PFC允许从网络吸收准正弦并与电压同相的电流，因而使PF接近I并降低了 THD。
[0010]图1示出了单相PFC转换器20和控制装置22的示意图。控制装置22可具有可变频率并可以在连续(CCM)和不连续(DCM)模式之间操作，通常被称为“过渡模式”(TM)。输入电压(Vin)从全波二极管整流器桥24的电压供应端子被提供给转换器20。整流器桥24的第二端子又连接到接地端子。整流器桥24接收由交流(AC)电源26所提供的输入供电电压。转换器20可以被实施为升压转换器。转换器20包括变压器的电感28、金属氧化物半导体(MOS)功率晶体管30以及二极管32。电感28的第一端子连接到整流器桥24的电压供应端子，并且晶体管30的漏极端子连接到电感28的在第一端子的下游的第二端子。另一方面，晶体管30的源极端子经由电阻器34连接到接地端子。
[0011]二极管32具有连接到电感28的第二端子的阳极。此外，二极管32具有连接到输出电容器36的第一端子的阴极，输出电容器36具有连接到接地端子的另一端子。转换器20产生输出电容器36两端的直流(DC)输出电压(标记为Vout)，由此Vout高于Vin的最大峰值电压供应。
[0012]控制装置22使用反馈控制使输出电压Vout保持在常数值。在过渡模式中，高效转换通过在零电压和零电流条件下转换实现。图1的控制装置22被示为具有四个输入端口和一个输出端口。四个输入端口包括接收由整流器桥24所提供的输入电压的输入电压端口38、接收由转换器20所提供的输出电压的输出电压端口 40、过零检测(ZCD)端口 42、以及电流感测(CS)端口 44。Z⑶端口 42电耦合到包括电感28的变压器的辅助绕组46，并用于感测通过电感28的电流何时达到O安培。CS端口 44用于监测通过晶体管30的电流。
[0013]控制装置22的作为栅极驱动(GD)端口的输出端口48使晶体管30导通和断开，因此控制转换器20的操作。控制装置22可以说是一种变频控制装置，因为切换晶体管30的频率以及相应的切换周期都是基于由转换器20的操作触发的外部事件。然而，通过确保晶体管30在接近电感28的零电流时导通，实现了高效操作。
[0014]此外，控制装置22可以是恒定导通时间(COT)类型的。在恒定导通时间操作中，转换器20的功率晶体管30的导通周期被用作控制变量，并且在电压供应的每一个周期期间，它被保持恒定在适当值，以便从转换器20获得电压输出的调节。
[0015]图2示出了当Vin小于Vout的一半和大于Vout的一半时图1的电路信号的时序图。如在图的左侧可以看到，当Vin小于Vout的一半时，晶体管30导通超过切换周期Tsw长度的一半。然而，通过设置VGS(栅极电压)为零，晶体管30断开切换周期的剩余时间。晶体管30在满足过零条件(或ZCD电压降到阈值以下)之后再次重新导通。类似的操作在图2的右侧显示，其中晶体管30的导通时间更短，因为所需要的输出电压较少。
[0016]转换器20的特征在于，通过电感28和输入和输出端子的高电流纹波。电流纹波可以在多相并联转换器中显著减少，其中实施为升压转换器的两个转换器并联连接以提供输出电压。电流纹波的减少产生自将两个并联转换器相对于彼此异相操作，由此来自转换器的纹波彼此抵消。当升压转换器操作于180度的相位差时，产生最大的减少量。
[0017]图3示出了总体控制器60的示意图，其包括两个转换器64a、64b和多相控制装置62。应当注意，虽然两个转换器64a、64b在图3示出，但是可以使用不同数量的转换器。此外，转换器64a、64b类似于参考图1描述的转换器20，由此每个转换器64a、64b可以是升压转换器。转换器64a、64b经由连接到AC电源26的整流器桥24而被提供有电压。转换器64a、64b的配置类似于转换器20，由此每个转换器64a、64b分别包括变压器的电感66a、66b、晶体管68a、68b、二极管70a、70b，以及电阻器72a、72b。每个变压器具有辅助绕组65a、65b，使用其检测过零条件。
[0018]此外，转换器64a、64b并联连接到通过整流器桥24输出的直流电压(Vin)，以及在其两端获得输出电压(Vout)的输出电容器36。
[0019]多相控制装置62分别通过栅极驱动端口74a、74b对晶体管68a、68b的导通进行时序，控制转换器64a、64b的操作。注意，作为使用一个多相控制装置62来控制两个转换器64a、64b的替代方式，多个单相控制装置可用于导通晶体管68a、68b。
[0020]保持转换器64a、64b完全不同步并隔开180度操作的常规方法包括允许一个转换器(例如，第一转换器64a)操作为好像它是单相转换器。当检测到电感66a的过零条件时，第一转换器64a的第一晶体管68a被导通，并且在后来的时间段被关断。
[0021]同时，第二转换器64b在第一转换器64a的切换周期的一半(即导通第一晶体管68a之后的半周期)时导通，其与第二转换器64b是否已经达到过零条件无关。然而，此方法具有缺点:因为第二晶体管68b可以在电流非零时导通。此外，已经注意到，此方法可能使某些条件不稳定。
[0022]另一常规方法需要利用锁相环(PLL)来保持转换器64a、64b对180度的相位差同步。控制装置用于检测转换器64a、64b的导通时刻，而且如果它们没有隔开180度，PLL改变转换器64a、64b的导通时间，使它们回到同相。然而，PLL需要一些时间进行锁相，特别是因为转换器64a、64b在不断地改变频率。
【实用新型内容】
[0023]本实用新型的实施例旨在提供使两个转换器完全不同步并且隔开180操作的控制器及其系统，并且能够克服上述现有技术的缺点。
[0024]—种系统可以总结为包括:具有第一功率晶体管的第一升压转换器;具有第二功率晶体管的第二升压转换器；以及多相控制器，其包括:配置为产生第一栅极驱动信号以导通第一升压转换器的第一功率晶体管的第一阶段控制器;延迟元件，其配置为通过将第一栅极驱动信号延迟半个周期长度而产生延迟信号；时间差检测元件，其配置为响应于确定过零检测(Z⑶)信号在延迟信号确立(assert)之前被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号和延迟信号的逻辑与，当被确立时，ZCD信号表示第二升压转换器的一个或多个零电流条件被满足;并且响应于确定ZCD信号在延迟信号确立之前不被确立，输出导通命令，导通命令是ZCD信号；以及第二阶段控制器，其配置为:确立第二栅极驱动信号以响应于导通命令导通第二升压转换器的第二功率晶体管。
[0025]时间差检测元件可以进一步配置为:确定ZCD信号的确立和延迟信号的确立之间的时间差;并输出该时间差。
[0026]系统还可包括:误差控制块，其配置为接收时间差并基于该时间差补偿第一升压转换器或第二升压转换器的导通时间，并使第一和第二阶段控制器以半个周期相位差分别驱动第一升压转换器和第二升压转换器。
[0027]调整导通时间还可包括:增加第二升压转换器的导通时间。第一升压转换器还可包括:第一电感，其具有电親合到电源端子的第一端子，以及第二端子;输出电容器;第一二极管，其具有电耦合到第一电感的