一种igbt串联阀段的主动均压控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种IGBT串联阀段的主动均压控制方 法。
【背景技术】
[0002] 随着电力系统对电力电子技术的需求，高压大功率电力电子技术的研宄成为当今 电力系统研宄中一个重要分支。目前由于电力电子器件的单管耐压低、容量小很难直接应 用于电力系统中，因此高压大功率电力电子装置往往采用以下三种拓扑：
[0003] (1)基于IGBT器件直接串联的电压源换流器；
[0004] (2)基于换流单元串联的模块化多电平电压源换流器；
[0005] (3)前二者相结合的串联模块化电压源换流器。
[0006] 基于IGBT器件串联与换流单元串联相结合的电压源换流器是目前高压大容量换 流器发展的方向，很好的解决了高压环境下，IGBT器件串联数增大带来的应力高、均压难 及子单元串联数量大、控制复杂的问题，比较适合500kV、1000MW级以上的超特高压应用场 合。
[0007] 串联模块化电压源换流器（ABB称为级联两电平换流器，S卩CTL换流器）能够实现 与系统功率交换且具有完整结构的三相电压源换流器，其由三个相同结构的相单元构成， 每个相单元由两个相同结构的换流阀构成。如电压源换流器包含六个换流桥臂，各桥臂由 一定数量的具有相同结构的子单元和一个桥臂电抗器L串联构成，各相上下桥臂构成一个 相单元。根据交流电压幅值、换流阀臂电流方向控制子单元输出电压状态，实现电压源换流 器与交流系统能量交换。通过改变子单元数量，可以灵活改变电压源换流器的输出电压等 级。
[0008] 串联模块化子单元是换流器的最小功率单元，一个标准的子单元结构如图1所 示，其中，Tl~T4为内部集成有反并联二级管的IGBT功率器件，GUl~GU4相对应的驱动 板卡，PW为与直流电容并联的取能电路，SMC为子单元控制器，TP为旁路用晶闸管，K为旁 路快速机械开关。
[0009] 图1中可见，器件串联构成的IGBT串联阀段是子单元基本特征之一。器件直接串 联结构简单，控制相对容易，但对器件及驱动信号的一致性要求较高，IGBT电压平衡控制则 显得十分重要。
[0010] 为了实现IGBT在IOkV及更高电压等级的更大应用，IGBT器件直接串联技术一直 是电力电子领域研宄热点之一。影响IGBT串联效率和可靠性的机理主要有：静态电压不平 衡机理和开关过程中动态电压不平衡机理。
[0011] (I)IGBT串联静态电压不平衡机理
[0012] 静态电压不平衡主要是由于IGBT器件制造时的个体差异性。这种器件个体差异 性主要是各个器件的PN结特性不一致，即断态时各个器件的等效电阻不同。此外，温度对 IGBT及反并联二极管（FWD)静态电压不平衡也有较大影响。随着温度的上升，IGBT及FWD 漏电流及其分散性均会显著增加，从而导致静态电压分布的不平衡度加大。
[0013] (2)IGBT串联动态电压不平衡的产生机理
[0014] 产生开关过程中的动态电压不平衡的主要原因有三：其一，器件特性参数的个体 差异性，例如栅极等效电阻、栅射极等效电容、栅集极等效电容、集射级等效电容等；其二， 主回路杂散参数和缓冲回路参数的个体差异性；其三，驱动信号的非同步性（幅值和角 度）。这种非同步性可能是上级单元信号的延迟、栅极电路与驱动电路元器件的差异等原因 造成的。
[0015] 在实际应用中，IGBT开关速度往往要求达到千赫兹水平。在如此快速的开关动态 过程中，器件上会经历急剧的电压、电流变化，给器件造成了很大的应力，其动态电压不平 衡问题也更加严重和难以解决，因此对其控制也更加困难。
[0016] 抑制IGBT串联时的电压不平衡的措施主要采用无源缓冲电路、有源缓冲电路、有 源箝位电路、主从控制技术、主动均压控制等。
[0017] ⑴无源缓冲电路
[0018] 如图2所示，无源缓冲电路主要是并联一个电阻Roff来静态均压，并联一个电 阻-电容（RC)或电阻-电容-二极管（RCD)来动态均压。大功率IGBT都有较明显的拖尾 电流现象。拖尾电流是一个幅值通常约为通态电流百分之几的、具有较大的时间常数的呈 指数性衰减的相对较小的电流。而且每个器件的拖尾电流都不相同。拖尾电流在关断后的 很长时间内都能影响不同串联器件间的电压分配。无源缓冲电路可以补偿各器件上的电 流，减小由拖尾电流差异导致的稳态电压差异。
[0019] 无源缓冲电路设计和使用都较容易，结构简单，可靠性也较高。但是，器件要承受 较大的电压和电流，尺寸较大，所占空间和成本也较高，而且电容上的能量都要通过电阻放 电，电路功耗较大。
[0020] 2、有源缓冲电路
[0021] 如图3所示，有源缓冲电路主要是在IGBT门极和集电极之间串联一个电阻和电 容。增加电容可较好地调节IGBT的关断特性，米勒电容在高电压下与低电压下的比例大大 升高，显著提高IGBT在关断时的门极电容，减小了关断时的电压变化率。串联一个取值较 大的电阻可保证电路不发生振荡。
[0022] 有源缓冲电路方法简单且易实现，IGBT开通时，电阻的作用使得缓冲电路中的电 流远小于门极电流，基本可忽略，不会对开通过程造成影响。但是损耗也比较大，并且无法 对器件的电压不平衡程度进行动态调节。
[0023] (3)有源箝位电路
[0024] 如图4所示，有源箝位电路主要是将集电极-发射极或集射电压通过一个稳压元 件直接反馈到栅极控制驱动电路。如果检测的电压超过所给定的最大电压值，则栅极电压 将被提升，从而使集电极或漏极电流增加，直到工作点移至输出特性的放大区。反馈支路的 基本形式一般包括一个稳压齐纳二级管和一个串联二极管，后者可以防止在IGBT开通期 间电流从驱动电路流向集电极。此外，还可以另加入一只电阻消除箝位电路中杂散电容和 电感的影响，防止电路振荡。
[0025] 有源箝位电路的方法简单且易实现，不需要功率电阻和缓冲电容，箝位能量较低， 常用于电压源型变流器的IGBT短路保护。此外，与有源箝位相类似的方法还有检测du/dt、 di/dt的箝位电路。
[0026] (4)主动均压控制
[0027] 如图5所示，IGBT串联主动均压控制策略是通过上级控制设置串联IGBT器件的参 考电压Vce_REF，并下传至每只IGBT级的门极单元（GateUnit，⑶）。门极单元（GateUnit， GU)中引入多重闭环反馈，使IGBT开关过程中集射级电压VCE跟随如图6所示的参考电压 Vce-REF,
【发明内容】
[0028] 为了满足现有技术的需要，本发明提供了一种IGBT串联阀段的主动均压控制方 法。
[0029] 本发明的技术方案是：
[0030] 所述方法包括构建IGBT串联阀段的均压控制电路，向所述均压控制电路发送PWM 调制信号，对所述IGBT串联阀段中的IGBT进行均压控制；所述IGBT串联阀段由第一IGBT 和第二IGBT串联组成。
[0031] 优选的，所述均压控制电路包括IGBT驱动单元、缓冲器、运算放大器、集电极电压 采样单元、集电极电压变化率采样单元和门极电压采样单元；
[0032] 所述IGBT驱动单元包括第一IGBT驱动单元和第二IGBT驱动单元；所述缓冲器包 括第一缓冲器和第二缓冲器；所述运算放大器包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三 运算放大器和第四运算放大器；所述集电极电压采样单元包括第一集电极电压采样单元和 第二集电极电压采样单元；所述集电极电压变化率采样单元包括第一集电极电压变化率采 样单元和第二集电极电压变化率采样单元；所述门极电压采样单元包括第一门极电压采样 单元和第二门极电压采样单元；
[0033] 优选的，所述均压控制电路的第一IGBT驱动单元与第一IGBT的门极连接，第一缓 冲器连接于第一运算放大器的输出端与所述第一IGBT驱动单元之间；
[0034] 第一集电极电压变化率采样单元的一端与第一运算放大器的输出端连接，另一端 与第一IGBT的集电极连接；
[0035] 第一集电极电压采样单元的一端与第四运算放大器的同相输入端连接，另一端与 第一IGBT的集电极连接；
[0036] 第一门极电压采样单元的一端与第一运算放大器的反相输入端连接，另一端与第 一IGBT的门极连接；
[0037] 优选的，所述均压控制电路的第二IGBT驱动单元与第二IGBT的门极连接，第二缓 冲器连接于第二运算放大器的输出端与所述第二IGBT驱动单元之间；
[0038] 第二集电极电压变化率采样单元的一端与第二运算放大器的输出端连接，另一端 与第二IGBT的集电极连接；
[0039] 第二集电极电压采样单元的一端与第四运算放大器的反相输入端连接，另一端与 第二IGBT的集电极连接；
[0040] 第二门极电压采样单元的一端与第二运算放大器的反相输入端连接，另一端与第 二IGBT的门极连接；
[0041] 优选的，所述第一运算放大器的同相输入端与所述第三运算放大器的输出端连 接，所述第二运算放大器的同相输入端也与第三运算放大器的输出端连接；
[0042] 所述第三运算放大