Dc/dc转换器的制造方法
【技术领域】
[0001 ] 本发明涉及DC/DC转换器。
【背景技术】
[0002]作为生成比输入电压低的稳定的电压的方法，广泛使用了非绝缘型的降压斩波电路。但是，由于在如待机时等那样成为轻载的情况下也继续进行开关动作，因此越是轻载电源转换效率越低下。
[0003]为了解决该问题，提出了图11所示的DC/DC转换器(专利文献I)。将误差信号COMP与规定的阈值Vsk_Lo进行比较来检测轻载，该误差信号COMP是对电压FB与基准电压Vref进行比较而生成的，该电压FB是通过电阻Rfbl和电阻Rfb2对输出电压Vtjut进行分割而得到的。当成为轻载时，由于电压FB上升，因此从误差放大器14输出的误差信号COMP下降。因此，当误差信号COMP下降到比阈值Vsk_Lo低时，判断为是轻载状态。此时，阈值Vsk_Lo被切换为比Vsk_Lo高的Vsk_Hi。
[0004]在稳定负载时，通过振荡器I的输出对PWM锁存器2进行置位，通过高端驱动器4来使高端M0SFET8导通。通过PWM比较器17对高端电流检测信号VtHp与误差信号COMP进行比较，当高端电流检测信号VtHp超过误差信号COMP时，使触发器2复位而使高端M0SFET8截止，其中，该高端电流检测信号Vtaip与流过高端M0SFET8的电流Idh呈正比。另外，低端M0SFET21在高端M0SFET8截止时导通，在高端M0SFET8导通或者过零检测电路22检测到过零时截止。过零检测电路22对电感器9的再生期间结束的情况进行检测。
[0005]当判断为是轻载时，轻载检测比较器23的输出SKIP成为高电平，因此关于振荡器2的信号，逆变器18的输出成为低(low)，信号不会传递到高端M0SFET8。当输出电压Vwt下降而误差信号COMP超过阈值Vsk_Hi时，轻载检测比较器23的输出SKIP成为低电平，逆变器18成为高电平，因此振荡器2的信号传递到高端驱动器4，使高端M0SFET8导通。另外，低端M0SFET21在高端M0SFET8截止时导通，在高端M0SFET8导通或者过零检测电路22检测到过零时截止。通过反复上述过程，在轻载时反复进行间歇动作。当如上所述检测到轻载时，高端M0SFET8阻止振荡器2的输出而通过振荡器2的输出不能导通，因此频度下降，能够减少高端M0SFET8和低端M0SFET21的栅极驱动电流而改善效率。
[0006]在专利文献2中，作为在轻载时减少开关次数的提案，提出了如下内容:在降压型斩波器中，在轻载时使第2阈值向高电位侧偏移规定的电压幅度，其中，该降压型斩波器是如下地动作的:在通过磁滞比较器对输出电压进行检测，在所检测的电压为第I阈值时使开关元件截止，在所检测的电压为比第I阈值小的第2阈值时，使开关元件导通。
[0007]专利文献1:美国专利5481178号公报
[0008]专利文献2:日本特开2007-020352号公报
[0009]但是，在专利文献I中，作为第I问题，由于在PWM比较器17中存在传输延迟，因此即使高端电流检测信号Vtaip达到误差放大信号C0MP，也不能快速地将复位信号输出到PWM锁存器2而使高端M0SFET8截止。因此，误差放大信号COMP被预先控制为比目标电平低的电压。由于该传输延迟恒定，因此如图13a所示，在输出电压Vwt比较大的条件(输入电压Vin与输出电压Vtjut之间的电压差小)下，高端M0SFET8的导通期间(对应于图13a的输出了高端电流检测信号Vtaip的期间)相对于传输延迟AT充分地长，因此不会特别成为问题。
[0010]但是，在输出电压Vtjut的设定比较小的条件(输入电压Vin与输出电压Vtjut之间的电压差大)下，高端M0SFET8的导通期间(对应于图13b的输出了高端电流检测信号Vtaip的期间)变短，不能忽略传输延迟的影响，误差放大信号COMP被控制为比目标电平小很多的电压。轻载检测比较器23对该误差放大信号COMP与轻载检测第I阈值Vsk_Lo进行比较而进行轻载检测，因此，存在如下问题:越是在输出电压Vwt小的条件下，轻载判定的电流电平(轻载检测阈值)变得越大，在本来想要进行稳定振荡动作的重载的区域中也进行间歇振荡动作。
[0011]另外，作为第2问题，当在间歇振荡期间高端M0SFET8导通时，由于输出电压Vtjut上升，FB端子电压与电压Vref之间的电压差增加，因此误差放大信号COMP下降，轻载检测信号SKIP再次从低切换为高，使高端M0SFET8和低端M0SFET21的动作停止。但是，实际上，在误差放大信号COMP中存在响应延迟,误差放大信号COMP不能快速地小于轻载检测第I阈值，因此如图12所示，有时在一个间歇振荡周期内进行多次开关动作。此时，重叠在输出电压Vrat上的波纹电压变大，伴随于此，间歇振荡的截止期间进一步变长。因此，间歇振荡频率比人类的可听域(20kHz以下)低，在作为输出电容器10使用了陶瓷电容器时，存在因其压电效果而产生声音的问题。
[0012]另外，作为第3问题，存在如下问题:由于在进入到间歇振荡动作的负载电流与从间歇振荡动作脱离的负载电流之间没有电流差，因此在阈值附近的负载区域，动作变得不稳定。
[0013]对于专利文献2，虽然能够减少上述第2问题，但是不能解决第I问题和第3问题。
【发明内容】
[0014]本发明的目的在于，提供如下的DC/DC转换器:即使在输出电压小的条件下，也能够不增大轻载检测阈值而在重载的区域禁止进行间歇振荡动作。
[0015]为了解决上述问题，本发明的DC/DC转换器，其根据控制电路生成的驱动信号使开关元件导通截止，从而将第I直流电压转换为第2直流电压，该DC/DC转换器的特征在于，控制电路具有:振荡器，其输出规定的频率的脉冲；误差放大器，其对所述第2直流电压与基准电压之间的误差进行放大而输出第I误差放大信号；低通滤波器电路，其具有用于调整时间常数的调整元件，输入第I误差放大信号而生成第2误差放大信号；电流检测电路，其对流过开关元件的电流进行检测并输出电流信号；电流比较器，其对第2误差放大信号与电流信号进行比较，根据比较输出而输出用于使开关元件截止的复位信号；过零检测电路，在电感器的再生期间结束时，该过零检测电路输出过零信号，其中，该电感器与开关元件和第2直流电压的输出端子连接；轻载检测电路，其对第2误差放大信号与阈值进行比较而输出轻载信号；计时器电路，当了输出轻载信号和过零信号时，在经过第I规定的时间之后，该计时器电路输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了第2规定的期间的情况下，该计时器电路输出间歇动作禁止信号；导通截止控制部，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，在第2误差放大信号小于阈值时，该导通截止控制部使开关元件截止，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，在第2误差放大信号为阈值以上时，该导通截止控制部使开关元件导通；电压重叠电路，其与误差放大器的输入端子连接，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，从电流比较器输出了复位信号时，对误差放大器的输入端子重叠规定的时间的电压信号；以及电压检测电路，其对第2直流电压下降得比规定的电压低的情况进行检测，在第2直流电压下降得比规定的电压低时，低通滤波器电路的调整元件接收来自电压检测电路的信号，以低通滤波器的时间常数变小的方式进行调整。
[0016]而且，在所述第2直流电压比所述规定的电压低下时，电压重叠电路接收来自所述电压检测电路的信号，禁止对所述误差放大器的输入端子重叠电压信号。
[0017]根据本发明，计时器电路根据来自轻载检测电路的轻载信号和来自过零检测电路的过零信号，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号。而且，当第2直流电压比规定的电压低下时，调整元件以低通滤波器的时间常数变小的方式进行调整，因此在负载从轻载的状态急剧地增加而第2直流电压下降时，能够立即输出间歇动作禁止信号并抑制第2直流电压的下降。
【附图说明】
[0018]图1是本发明的实施例1的DC/DC转换器的电路结构图。
[0019]图2是本发明的实施例1的DC/DC转换器的过零检测电路的详细的电路结构图。
[0020]图3是发明的实施例1的DC/DC转换器的计时器电路的详细的电路结构图。
[0021]图4是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。
[0022]图5是在现有的DC/DC转换器中对于输出电压示出仅通过误差放大信号检测来确定的轻载检测阈值的图。
[0023]图6是在本发明的实施例1的DC/DC转换器中对于输出电压示出取出通过误差放大信号检测来确定的阈值与通过过零检测来确定的阈值之间的逻辑与的轻载检测阈值的图。
[0024]图7是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。
[0025]图8是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。
[0026]图9是本发明的实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。
[0027]图10是用于说明本发明的实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。
[0028]图11是现有的DC/DC转换器的电路结构图。
[0029]图12是用于说明现有的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。
[0030]图13a和图13b是说明在现有的DC/DC转换器中输入电压与输出电压之间的电压差大时轻载检测阈值急上升的问题的图。
[0031]标号说明