车辆用交流电动发电机的利记博彩app
【技术领域】
[0001]本发明涉及车辆用交流电动发电机，该车辆用交流电动发电机将车辆用电池等的直流电转换成3相交流电来驱动旋转电机、或将由旋转电机发电而得的3相交流电转换成直流电来提供给车辆用电池等直流电源。
【背景技术】
[0002]专利文献I示出了现有的汽车用发动机启动机兼发电机的一个示例。旋转电机的3相绕组(定子)连线成三角形，3相绕组与由功率半导体开关(功率MOSFET)构成的3相桥接电路相连接。由控制电路以规定的定时对各功率半导体开关进行导通/截止控制，在汽车的发动机启动时等作为电动机来进行动作的情况下，将电池的直流电转换成交流电来使定子中流过3相交流电流，在作为发电机来进行动作的情况下，利用发动机进行旋转驱动，由此对定子所感应出的3相交流电流进行整流，将其转换成直流电流并提供给电池。
[0003]此外，该示例中还包括励磁绕组(转子)、以及对转子的电流量进行控制的驱动电路，通过对励磁绕组的电流量进行调整，可改变作为电动机时的输出转矩以及作为发电机时的发电量。此外，在专利文献I中公开了如下内容:当发电动作过程中发生了电池端子脱落等负载突降(load dump)时，作为此时的过电压抑制方法，利用各功率半导体开关的雪崩效应，根据过电压抑制的要求值来设定其额定电压。这是因为若在功率转换部的直流端子间使用齐纳二极管则会增加装置的尺寸和成本。
现有技术文献专利文献
[0004]专利文献1:日本专利特表2005-506028号公报
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0005]另一方面，利用上述的功率转换部作为电动机来动作的情况下，在各功率半导体开关截止的定时，在其主端子两端会产生由布线的寄生电感造成的浪涌电压，但该浪涌能量也可利用功率半导体开关的雪崩效应从而被功率半导体本身所吸收。
[0006]3相桥接电路的各桥臂中的功率半导体开关的并联个数由流过的电流值、功耗导致的温度上升的允许值等来决定，然而在用于启动汽车发动机的交流电动发电机中，流过的最大电流会超过500A，因此多数情况下将多个功率半导体开关并联连接(例如并联4个)来使用。其中，在并联连接有雪崩击穿特性不同的功率半导体开关的情况下，截止损耗的分配比例会根据其特性差而变化。在极端情况下，所有开关损耗(switching loss)集中于雪崩击穿电压最低的I个功率半导体开关，有可能导致过热破坏。此外，由于并联连接的各半导体开关中的功耗变得不均等，从而需要根据功耗最大的半导体开关来进行热设计，因此，在半导体开关的总面积增大、功率转换装置的散热电路增大的同时，导致了产品的成本上升。
[0007]下文中，利用图5?8对上述现有技术的问题点进行详细说明。图5是表示使用旋转电机和功率转换部的现有车辆用交流电动发电机的结构图。在图5中示出了如下系统，gp，利用功率转换装置11将电池17的直流电转换成3相交流电来驱动旋转电机19并向未图示的发动机提供旋转力，或者利用功率转换装置11将通过发动机旋转来驱动的旋转电机19进行发电而得的3相交流电转换成直流电，并提供给电池17以及未图示的车辆负载。
[0008]功率转换部12的高电位侧直流端子B和低电位侧直流端子E分别与电池17的正极端子和负极端子相连接，功率转换部12的3相交流端子U、V、W分别与旋转电机19的U相、V相、W相的定子绕组相连接。另外，布线电感18代表并呈现了将电池17与功率转换部12进行连接的高电位侧及低电位侧的布线的寄生电感的总和。
[0009]对于功率转换部12，将作为半导体开关的N沟道型功率MOSFET16a?16f两两串联且对由此得到的3个串联组进行并联，从而将功率转换部12构成为所谓的3相桥接型。功率转换部12中，两两串联的两端和中点分别与功率转换装置11的直流端子B、E以及交流端子U、V、W相连接。功率MOSFET16a?16f分别如图7所示，根据旋转电机19的定子中流过的电流值，多个(在本例中为4个)功率MOSFET并联连接，该功率MOSFET16a?16f具有第一主端子(漏极D)、第二主端子(源极S)和控制端子(栅极G)，利用控制电路13对栅极-源极间的电压进行控制从而使功率M0SFET16a?16f导通/截止。功率M0SFET16a?16f导通时，成为漏极-源极间能双向通电的电阻元件，功率M0SFET16a?16f截止时，成为仅能从源极向漏极的方向通电的二极管元件。
[0010]此外，在功率转换装置11的直流端子B、E之间，连接有电容较小的电容器15。该电容器15降低因功率MOSFET16a?16f的开关动作等引起的高频噪声，起到对射频噪声等辐射噪声和/或传导噪声进行抑制的作用。功率转换部12通过脉宽调制(PWM)控制来进行功率转换的情况下，一般会在电容器15的位置上连接大电容的电容器以对直流端子B、E间的电压进行平滑处理，但此处由于利用下述的单脉冲通电方式来进行功率转换，因此，不一定需要大电容的平滑电容器，从而出于产品的小型化和低成本化考虑，不搭载大电容的电容器。
[0011]控制电路13基于来自未图示的上级E⑶的指令、B，E直流端子间电压、旋转电机19的未图示转子的励磁绕组电流、旋转位置等各种传感器信息，并根据动作模式，对功率转换部12的功率MOSFET16a?16f进行导通/截止驱动，并且，对旋转电机19的未图示转子的励磁绕组进行电流控制，从而对作为电动机时的输出转矩以及作为发电机时的发电量进行控制。
[0012]接着，利用图6对下述情况下低速旋转区域中的各部动作波形进行说明，即:在图5中应用与转子的电角周期同步的通电角180度的单脉冲通电控制来驱动旋转电机19的情况。UH、UL、VH、VL、WH、WL表示由控制电路13控制的各功率MOSFET16a?16f的导通/截止逻辑，“H(高)”表示导通状态、“L(低)”表示截止状态。另外，还确保有死区时间，该死区时间用于防止在对同相的功率MOSFET (16a和16b、16c和16d、16e和16f)的导通/截止进行切换的定时因同时导通而引起的同相桥臂的短路。Vbe表示功率转换装置11的直流端子B、E间的电压，Idc表示在功率转换部12的高电位侧直流线路中流过的电流，Iu、Iv、Iw表示在功率转换装置11的交流端子U、V、W中流过的电流(从功率转换装置11到旋转电机19的方向为正)。A点是功率M0SFET16a(UH)从导通(O度)经过180度的单脉冲通电控制而截止(180度)的时间。
[0013]如上所述，在180度通电控制中，按照每60度电角相位来依次改变与旋转电机19的旋转同步导通的功率MOSFET16a?16f的组合模式，从而对旋转电机19的定子绕组的各端子之间施加交流电压，由此3相交流电流Iu、Iv、Iw流过定子绕组。着眼于各功率MOSFET16a?16f的截止定时，通常，高电位侧和低电位侧的功率MOSFET中，有2相处于导通的那一侧功率MOSFET截止，从电池17流过来的直流电流Idc约有一半被切断。由此，在布线电感18中产生反电动势电压，因此，在Vbe的波形中每60度电角相位处可观测到浪涌电压。另一方面，功率M0SFET16a?16f导通时，电流在从源极到漏极的方向上流动、即在流向功率M0SFET16a?16f的寄生二极管的相位下导通，因此，Vbe波形中不会呈现出显著的变化。
[0014]接着，利用图8来说明各功率M0SFET16a?16f截止时(例如图6的A点)发生的功率MOSFET芯片中的功耗(截止损耗)。图8示出图6中各功率M0SFET16a?16f截止的区间中该截止的功率MOSFET的漏极-源极间电压Vds和漏极电流Id、以及并联连接的功率MOSFET芯片的各分流电流Idl?4的典型波形。另外，利用各功率M0SFET16a?16f的雪崩击穿来抑制截止时产生的浪涌电压。此时，各功率M0SFET16a?16f所切断的电流值Id由电池的内部电阻、电源布线电阻、在之前的定时导通的功率MOSFET的导通电阻、定子绕组的电阻等来决定，但直流电流Idc的最大值