一种混合式步进电机的高速高转矩实现方法与流程

本发明涉及电机改进领域，具体的来说是涉及一种混合式步进电机的高速高转矩实现方法。

背景技术：

混合式步进电动机因具有运行效率高，输出转矩大等优点而获得广泛应用。对现阶段典型的对极两相混合式步进电机，采用开环控制时阻尼系数很小，转子振荡剧烈，尤其中频振荡限制了电机调速范围和动态响应速度，且开环控制时，转子易出现失步的危险。在要求调速范围宽，响应速度快的场合，开环控制驱动系统的应用受到限制。牵出转矩是指在某一运行频率下电动机所能提供的电磁转矩的最大值。也即是对于每一个频率点，都可以找到一个负载角度，使该角度下的电磁转矩最大。对每一个频率点，都有一个要求的牵出转矩，其牵出特性也即是电机的矩频特性。由于现有的电机控制方法中随着电机的速度加快，转矩开始变小，因此使得在高速旋转的过程中转矩力比较小，不能满足人们的需求。

技术实现要素：

本发明提供一种混合式步进电机的高速高转矩实现方法，解决现有步进电机的高转速力矩小的问题。

本发明通过以下技术方案解决上述问题：

一种混合式步进电机的高速高转矩实现方法，包括如下步骤：

步骤1：选取固定电机，系统初始化，依次读取对片内外预设置的存储参数；

步骤2：编码器采集电机位置反馈值传给电角度计算器、速度计算器和p控制器，电角度计算器根据位置反馈值计算出电机当前的电角度并传给park变换器和反park变换器，速度计算器根据位置反馈值计算出速度反馈信息spd_f并传给pi控制器ⅰ；

步骤3：p控制器把接收的位置反馈值pos_f与预设置的参考位置pos_r做差值后的结果是否大于用户所设定的最大值，当大于时，驱动器应停止工作，并输出报警信号，当不大于时，p控制器执行算出参考速度spd_r并传给pi控制器ⅰ；

步骤4：pi控制器ⅰ接收参考速度spd_r与速度反馈信息spd_f做差值得到速度控制误差；

步骤5：根据速度控制误差判断电机速度是否大于用户设定的最大速度，当大于时，停止驱动器的工作，并输出报警信号，不大于时，执行pi控制器ⅰ计算q轴电流的控制电流参考值iq_r并传给pi控制器ⅱ；

步骤6：park变换器采集电机两相的的电流ia_f和ib_f，并根据电流ia_f、电流ib_f和电角度算出q轴电流的控制电流值iq_f，并把控制电流值iq_f传给pi控制器ⅱ和pi控制器ⅲ；

步骤7：pi控制器ⅱ和pi控制器ⅲ根据控制电流值iq_f和控制电流参考值iq_r通过d-q轴变换分别算出控制电压vq和控制电压vd；

步骤8：反park变换器根据控制电压vq、控制电压vd和电角度算出双h桥逆变电路的控制电压va和vb；

步骤9：双h桥逆变电路采用恒转矩控制方式控制电机根据转速输出最大力矩。

上述方案中，优选的是固定电机位30对极电机。

上述方案中，优选的是步骤4中参考速度spd_r（）的计算根据下式：

其中，为绕线端电压，为定子磁链，为极对数。

上述方案中，优选的是步骤7中算出控制电压vq和控制电压vd的算式为：

其中，d轴产生的电压为，而q轴产生的电压为，电机磁通量，为电机运行转速，为电机一相绕组的阻值。

上述方案中，优选的是步骤9中恒转矩控制方式的具体过程为，根据下式：

其中，为d-q轴合成电压，为给定的控制电流值iq_f，为反电动势，为d-q轴电感与绕线端电感相，为速度反馈信息spd_f，r为电机电阻值，为控制电参考流值iq_r，

进一步运算得到：

从而得到力矩的产生，其中为常数。

本发明的优点与效果是：

1、本发明通过在通过在使用闭环控制方法对30对极电机进行控制，从而能使得30对极电机在高转速过程中也能保持较大的力矩，能够大大的提高了电机在高速转动时的牵引力。

2、本发明通过提高相电流、提高驱动电压、优化驱动器性能，都可以提高步进电机的高速性能。

附图说明

图1为本发明的控制结构框图；

图2为本发明总体控制流程图；

图3为本发明执行位置环和速度环的控制算法流程图；

图4为本发明矢量控制流程图；

图5为本发明的效果图。

具体实施方式

以下结合实施例对本发明作进一步说明。

一种混合式步进电机的高速高转矩实现方法，包括如下步骤：如图1、2所示，

步骤1：选取固定电机，系统初始化，依次读取对片内外预设置的存储参数。本发明针对的是30对极电机的控制方法。固定电机为30对极电机。

步骤2：编码器采集电机位置反馈值传给电角度计算器、速度计算器和p控制器，电角度计算器根据位置反馈值计算出电机当前的电角度并传给park变换器和反park变换器，速度计算器根据位置反馈值计算出速度反馈信息spd_f并传给pi控制器ⅰ。

步骤3：p控制器把接收的位置反馈值pos_f与预设置的参考位置pos_r做差值后的结果是否大于用户所设定的最大值，当大于时，驱动器应停止工作，并输出报警信号，当不大于时，p控制器执行算出参考速度spd_r并传给pi控制器ⅰ。p控制器为位置控制器，pi控制器属于速度控制处理控制器。

步骤4：pi控制器ⅰ接收参考速度spd_r与速度反馈信息spd_f做差值得到速度控制误差。参考速度spd_r（）的计算根据下式：

其中，为绕线端电压，为定子磁链，为极对数。

步骤5：根据速度控制误差判断电机速度是否大于用户设定的最大速度，当大于时，停止驱动器的工作，并输出报警信号，不大于时，执行pi控制器ⅰ计算q轴电流的控制电流参考值iq_r并传给pi控制器ⅱ。

步骤6：park变换器采集电机两相的的电流ia_f和ib_f，并根据电流ia_f、电流ib_f和电角度算出q轴电流的控制电流值iq_f，并把控制电流值iq_f传给pi控制器ⅱ和pi控制器ⅲ。

步骤7：如图3所示，pi控制器ⅱ和pi控制器ⅲ根据控制电流值iq_f和控制电流参考值iq_r通过d-q轴变换分别算出控制电压vq和控制电压vd。算出控制电压vq和控制电压vd的算式为：

其中，d轴产生的电压为，而q轴产生的电压为，电机磁通量，为电机运行转速，为电机一相绕组的阻值。

步骤8：反park变换器根据控制电压vq、控制电压vd和电角度算出双h桥逆变电路的控制电压va和vb。

步骤9：如图4所示，双h桥逆变电路采用恒转矩控制方式控制电机根据转速输出最大力矩。恒转矩控制方式的具体过程为，根据下式：

其中，为d-q轴合成电压，为给定的控制电流值iq_f，为反电动势，为d-q轴电感与绕线端电感相，为速度反馈信息spd_f，r为电机电阻值，为控制电参考流值iq_r，

进一步运算得到：

从而得到力矩的产生，其中为常数。

如图5所示，虚线为本发明控制的效果tb，该闭环控制中，矢量控制算法完成两相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的变换及其逆变换，实现步进电机的解耦控制；位置环用p控制器，用于实现步进电机对位置指令的快速跟踪；速度控制器为带积分饱和限制的pi的调节器；电流设计也是为带积分饱和限制的pi控制器，通过绕组电流动态跟踪电流指令。调整电流环pi参数，使电流满足跟踪性能；调整速度环pi参数，调节电机的速度响应性能；最后调整位置增益调，可以得到实际的控制效果。

作为对30对极混合式步进电机的控制，该步进伺服系统不希望位置超调和振荡，以免造成位置精度下降。因此位置控制器一般采用比例调节器，将步进伺服校正成i型系统。在这种情况下，为保证控制精度，减小稳态运行时的偏差，本系统采用前馈复合控制器，补偿对速度控制的跟随误差。

按照结构化程序设计方法，遵循功能独立原则，将系统划分为主程序模块，位置速度控制模块，矢量控制模块三大部分，各部分又可以分成若干子模块，有利于软件设计、调试、修改和维护。由于首先要保证电机的矢量控制，所以将矢量控制模块作为前台程序，位置速度控制模块次之，主程序模块作为后台程序。

该框图中r（s）为参考输入量，gm为步进电机的传递函数，gspd为速度闭环的传递函数，gpos为位置环的传递函数，fps为位置前馈控制器的传递函数，c(s)为输出量。由图可知系统的传递函数为：

当fps=1/(gspdgm)时，h(s)=1,则此时系统的输出完全跟随系统的输入信号，没有暂态误差和稳态误差。通常来说，速度环的截止频率是位置环截止频率的5-10倍，所以相对于位置环，速度环可以等效为一阶惯性环节，电机可等效为一个积分环节，于是fps可以看成由速度前馈和加速度前馈两部分组成。位置前馈中速度项的差分方程可以表示为：

式中，r(k)为第k个采样周期的位置参考信号，r(k-1)为前一个采样周期的位置参考信号，kf为位置前馈的比例系数，f(k)为第k个采样周期中位置前馈的输出。

以上已对本发明创造的较佳实施例进行了具体说明，但本发明并不限于实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明创造精神的前提下还可以作出种种的等同的变型或替换，这些等同的变型或替换均包含在本申请的范围内。