一种开关电感型准开关升压DC‑DC变换器的利记博彩app

本实用新型涉及电力电子电路技术领域，具体涉及一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路。

背景技术：

在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个电池串联起来达到所需的电压。这种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益DC-DC变换器。近几年提出的开关升压变换器SBI由于其输出电压的变化范围小，在低电压输入高电压输出的场合，如分布式能源并网系统和燃料电池系统，传统SBI变换器变得不再适用。为了扩大传统SBI变换器的适用范围，有必要通过拓扑改进拓展其输出电压增益。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服上述现有技术的不足，提供了一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路，具体技术方案如下。

一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路，包括电压源，由第一电感，第二电感，第四二极管，第五二极管和第六二极管构成的开关电感单元，由第一电容，第一二极管，第一MOS管，第三二极管和开关电感单元构成的二端准开关升压单元，第二MOS管，第二电容，第二二极管，输出二极管，输出滤波电容和负载构成。

上述的一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路中，所述电压源的正极分别与第一电容的负极和第三二极管的阳极连接；所述第一电容的正极分别与第一二极管的阴极、第一MOS管的漏极和输出二极管的阳极连接；所述第一MOS管的源极分别与第三二极管的阴极、第一电感的一端和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连接；所述第一二极管的阳极分别与第二电感的另一端、第二MOS管的漏极、第二电容的正极和第六二极管的阴极连接；所述第二电容的负极分别与第二二极管的阳极、输出滤波电容的负极和负载的一端连接；所述输出二极管的阴极分别与输出滤波电容的正极和负载的另一端连接；所述电压源的负极分别与第二MOS管的源极、第二二极管的阴极连接。

与现有技术相比，本实用新型电路具有如下优点和技术效果：本实用新型整个电路结构简单，控制方便，输出电压增益更高；本实用新型电路利用准开关升压单元的单级升降压特性以及开关电感和开关电容并行充电串联放电的特性，从而升高了输出电压，实现了准开关升压变换器输出电压增益的拓展。

附图说明

图1是本实用新型具体实施方式中的一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路。

图2a、图2b分别是图1所示一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路在其第一MOS管和第二MOS管同时导通和同时关断时段的等效电路图。

图3为本实用新型电路的增益曲线与Boost变换器、开关电容Boost变换器、传统Z源DC-DC变换器和新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线比较图。

具体实施方式

以上内容已经对本实用新型的技术方案作了详细说明，以下结合附图对本实用新型的具体实施作进一步描述。

参考图1，本实用新型所述的一种开关电感型准开关升压DC-DC变换器电路，包括电压源，由第一电感，第二电感，第四二极管，第五二极管和第六二极管构成的开关电感单元，由第一电容，第一二极管，第一MOS管，第三二极管和开关电感单元构成的二端准开关升压单元，第二MOS管，第二电容，第二二极管，输出二极管D_o，输出滤波电容和负载R_L。当第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均关断，第四二极管D₄、第六二极管D₆导通；所述电压源V_i与第一电容C₁一起对并联的第一电感L₁和第二电感L₂充电储能；同时，电压源V_i、第一电容C₁与第二电容C₂一起对输出滤波电容C_f和负载R_L供电。当第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均导通，第四二极管D₄、第六二极管D₆和输出二极管D_o关断；第一电感L₁和第二电感L₂串联后与第一电容C₁并联，形成回路；所述电压源V_i与第一电感L₁和第二电感L₂一起对第二电容C₂充电，形成回路；同时，输出滤波电容C_f对负载R_L进行供电。整个电路结构简单，具有较高的输出电压增益。

本实用新型电路的具体连接方式如下：所述电压源的正极分别与第一电容的负极和第三二极管的阳极连接；所述第一电容的正极分别与第一二极管的阴极、第一MOS管的漏极和输出二极管的阳极连接；所述第一MOS管的源极分别与第三二极管的阴极、第一电感的一端和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连接；所述第一二极管的阳极分别与第二电感的另一端、第二MOS管的漏极、第二电容的正极和第六二极管的阴极连接；所述第二电容的负极分别与第二二极管的阳极、输出滤波电容的负极和负载的一端连接；所述输出二极管的阴极分别与输出滤波电容的正极和负载的另一端连接；所述电压源的负极分别与第二MOS管的源极、第二二极管的阴极连接。

图2a、图2b给出了本实用新型电路的工作过程图。图2a、图2b分别对应的是第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通和同时关断时段的等效电路图。图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

本实用新型的工作过程如下：

阶段1，如图2a：第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通，此时第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均关断，第四二极管D₄、第六二极管D₆导通。电路形成了两个回路，分别是：电压源V_i与第一电容C₁和第二电容C₂一起给输出滤波电容C_f和负载R_L充电，形成回路；电压源V_i与第一电容C₁对并联的第一电感L₁和第二电感L₂进行充电储能，形成回路。

阶段2，如图2b：第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断，此时第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均导通，第四二极管D₄、第六二极管D₆和输出二极管D_o关断。电路形成了三个回路，分别是：电压源V_i与第一电感L₁和第二电感L₂一起给第二电容C₂充电储能，形成回路；第一电感L₁与第二电感L₂串联后一起对第一电容C₁充电，形成回路；输出滤波电容C_f给负载R_L供电，形成回路。

综上情况，由于第一MOS管S₁和第二MOS管S₂的开关触发脉冲完全相同，设开关管S₁和S₂的占空比均为D，开关周期为T_s。并设定V_L1和V_L2分别为第一电感L₁和第二电感L₂两端的电压，V_C1、V_C2分别为第一电容C₁和第二电容C₂的电压，V_S1为和V_S2分别为第一MOS管S₁和第二MOS管S₂漏极与源极之间的电压。在一个开关周期T_s内，令输出电压为V_o。当变换器进入稳态工作后，得出以下的电压关系推导过程。

工作模态1：第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通，对应的等效电路图2a所示，因此有如下公式：

V_{L1_on}＝V_{L2_on}＝V_i+V_C1 (1)

V_O＝V_i+V_C1+V_C2 (2)

V_S1＝V_S2＝0 (3)

MOS管S₁和S₂的导通时间为DT_s。

工作模态2：第一MOS管S₁和第二MOS管S₂均关断，对应的等效电路如图2b所示，因此有如下公式：

V_{L1_off}+V_{L2_off}＝-V_C1

(4)

V_{L1_off}+V_{L2_off}＝V_i-V_C2 (5)

V_S2＝V_C2 (6)

V_S1＝V_C1 (7)

MOS管S₁和S₂的关断时间为(1-D)T_s。

根据以上分析，对第一电感L1和第二电感L2分别运用电感伏秒数守恒原理，联立式(1)、式(4)、式(5)可得：

D(V_i+V_C1)-(1-D)(V_C1+V_{L2_off})＝0 (8)

D(V_i+V_C1)-(1-D)(V_C1+V_{L1_off})＝0 (9)

联立式(8)和式(9)可求得：

$V_{L1\_off}=V_{L2\_off}=-\frac{V_{C1}}{2}---\left(10\right)$

因而，联立式(8)、式(9)和式(10)可得出第一电容C₁的电压V_C1、第二电容C₂的电压V_C2与电压源V_i之间的关系式为：

$V_{C1}=\frac{2D}{1-3D}{V}_i---\left(11\right)$

$V_{C2}=\frac{1-D}{1-3D}{V}_i---\left(12\right)$

则由式(2)、式(11)和式(12)，可得本实用新型电路的输出电压V_o表达式为：

$V_o=\frac{2(1-D)}{1-3D}{V}_i---\left(13\right)$

则本实用新型电路的输出电压增益的表达式为：

$G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{2(1-D)}{1-3D}---\left(14\right)$

如图3所示为本实用新型电路的增益曲线与Boost变换器、开关电容Boost变换器、传统Z源DC-DC变换器和新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线比较图，图中包括本实用新型电路的增益曲线，新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线，传统Z源DC-DC变换器的增益曲线，开关电容Boost变换器的增益曲线，和Boost变换器的增益曲线。由图可知，本实用新型电路在占空比D不超过0.33的情况下，增益G就可以达到很大，且本实用新型电路的占空比D不会超过0.33。因此，相比之下，本实用新型电路的增益是非常高的。

综上所述，本实用新型电路整体结构简单，控制方便，结合了准开关升压单元单级升降压的特性以及开关电感和开关电容并行充电串联放电的特性，实现了输出电压增益的进一步提升，且不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。