同极化微带双工天线阵列的利记博彩app

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种同极化微带双工天线阵列。

背景技术：

天馈系统是无线通信系统的最前端，是无线通信系统不可缺少的关键部件。天馈系统包括天线、滤波器和双工器，传统方法是三者单独设计，然后用射频电缆进行连接。缺点是三者都需要独自的匹配网络与50欧姆馈线进行匹配，带来体积大、总量重的问题，同时，过多的匹配网络带来了损耗大的缺点。

随着无线通信的发展，通信系统越来越趋向于小型化和集成化，因此，一体化的天馈系统具有极大的需求。双工天线将天线、滤波器、双工器等前端器件联合进行设计，能够使得射频前端系统的结构更加紧凑，减少不必要的损耗引入，使得通信系统的小型化和集成化更加容易实现。

在现有的技术中，具有能够实现双工功能(发射接收信号同时进行)的天线主要为双极化天线，该类型的天线发射及接受信号采用不同的极化方式，天线的发射接收能工作在相同的频段或者不同的频段。然而，在大部分的通信系统中，发射和接收往往要求是同极化的，而且要求发射和接收的方向图尽可能一致。因此，研制同极化的双工天线就很有必要。

目前，同极化双工天线的设计主要利用微带贴片或者槽结构辐射两个相同极化的模式。通过模式间的隔离，或者在馈电网络中添加谐振结构，与辐射结构组成滤波天线，实现两个同极化工作频率间的端口隔离度。目前提出的同极化双工天线，发射与接收两个频率的间隔比较大，端口隔离度一般在20-30dB之间，而且天线的增益在5dBi以下。因此，目前的同极化双工天线总体来说存在端口隔离度不高，天线收发频率间隔较大，天线的增益不高的缺点。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种同极化微带双工天线阵列，与现有的同极化双工天线相比，天线的发射与接收频率间隔较近，天线发射接收的端口隔离度高，并且天线的增益较高。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：同极化微带双工天线阵列，包括两个相同的对称放置的微带贴片天线和一个带有双工功能的反相功率分配网络，所述反相功率分配网络包括功率分配微带线、发送微带带阻滤波器、发送阻抗变换微带线、接收微带带阻滤波器和接收阻抗变换微带线；发送微带带阻滤波器的一端与发送端口相连，另一端通过发送阻抗变换微带线与功率分配微带线相连；接收微带带阻滤波器的一端与接收端口相连，另一端通过接收阻抗变换微带线与功率分配微带线相连。

优选的，所述发送微带带阻滤波器通过发送阻抗变换微带线与功率分配微带线在距离功率分配微带线中心点λ_g发/4处相连，λ_g发为发送信号在功率分配微带线上的波长。

优选的，所述接收微带带阻滤波器通过接收阻抗变换微带线与功率分配微带线在功率分配微带线中心点的另一侧而且距离中心点λ_g收/4处相连，λ_g收为接收信号在功率分配微带线上的波长。

具体的，所述同极化微带双工天线阵列，还包括两个平行放置的上层介质基板和下层介质基板，下层介质基板的上表面覆盖有金属的反射地板，底面设置反相功率分配网络；微带贴片天线包括印刷在上层介质基板上表面的两个矩形金属贴片和激励微带贴片天线的T形探针，所述T形探针由印刷在上层介质基板表面的金属微带和接在金属微带中心的金属探针组成，金属探针的另一端分别穿过反射地板和下层介质基板上的通孔与功率分配微带线的两端相连。

优选的，发送微带带阻滤波器由两段末端开路微带线和一段连接微带线组成，连接微带线两端分别接两个末端开路微带线，末端开路微带线和连接微带线的长度和宽度使得频率为f_发的发送信号能够通过、而频率为f_收的接收信号不能通过。

优选的，接收微带带阻滤波器由两段末端开路微带线和一段连接微带线组成，连接微带线两端分别接两个末端开路微带线，末端开路微带线和连接微带线的长度和宽度使得频率为f_收的接收信号能够通过、而频率为f_发的发送信号不能通过。

更进一步的，发送微带带阻滤波器和接收微带带阻滤波器的工作通带与阻带频率相反。

优选的，发送阻抗变换微带线的长度和宽度满足以下要求：保证对于频率为f_收的接收信号而言，其在发送端口接匹配负载时，与功率分配微带线的连接端的阻抗接近开路。从而不影响频率为f_收接收信号在功率分配微带线上的传输。

优选的，接收阻抗变换微带线的长度和宽度满足以下要求：保证对于频率为f_发的发送信号而言，其在接收端口接匹配负载时，与功率分配微带线的连接端的阻抗接近开路。从而不影响频率为f_发发送信号在功率分配微带线上的传输。

更进一步的，所述发送阻抗变换微带线和接收阻抗变换微带线是左右两段工作在不同频率下的长度为λ_g收/4及λ_g发/4的50Ω阻抗变换线。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、本发明将阵列天线的功率分配网络与双工网络设计结合在一起，设计了一个既具有双工功能、又具有功率分配功能的双工功率分配网络。因此天线的结构比较紧凑。同时通过在发送端口设置发送微带带阻滤波器，在接收端口设置接收微带带阻滤波器，实现了发送与接收端口间的高隔离度。同时，本发明通过设计天线阵列，提高了天线的增益。

2、本发明发射与接收的信号均通过T型探针上的微带与贴片天线进行耦合，其极化方向与耦合微带的方向相同，实现了发射接收同极化。

3、本发明发送接收互扰小，通过在发送微带带阻滤波器与功率分配微带线间插入发送阻抗变换微带线，发射支路不会对功率分配微带线上的接收信号产生影响。通过在接收微带带阻滤波器与功率分配微带线间插入接收阻抗变换微带线，能够使得在发送端口(端口1)工作时，接收支路不会对功率分配微带线上的发送信号产生影响。因此，发送接收之间的互扰较小。

4、现有的同极化双工天线，通常是基于带通滤波器的设计方法进行设计，而带通滤波器通带较关注于通带内的设计，在距离通带比较近的带外，抑制信号通过的效果一般不是很好，因此发送接收的频率间隔一般较远，以获得较好的端口隔离度。而本发明采用带阻滤波器的方法设计同极化双工天线，其在距离通带较近的带外，抑制信号通过的效果较好，因此能实现比较小的发送接收频率间隔，并保持较好的发射接收隔离特性。

附图说明

图1为本实施例的总示意图以及主要组成部分的编号标注；

图2为本实施例的总示意图以及细化的编号标注；

图3为本实施例天线的正面剖视图；

图4为本实施例上层介质基板的俯视图；

图5为本实施例上层介质基板的仰视图；

图6为本实施例下层介质基板的俯视图；

图7为本实施例下层介质基板的仰视图；

图8为本实施例上层介质基板上表面结构的尺寸标注图；

图9为本实施例上层介质基板下表面结构的尺寸标注图；

图10为本实施例下层介质基板上表面结构的尺寸标注图；

图11为本实施例发送带阻滤波器实例的仿真S参数曲线图；

图12为本实施例接收带阻滤波器实例的仿真S参数曲线图；

图13为本实施例发送变换微带线连接发送微带带阻滤波器的仿真S参数、以及发送端口(端口1)接匹配负载后的阻抗图；

图14为本实施例接收变换微带线连接接收微带带阻滤波器的仿真S参数、以及接收端口(端口2)接匹配负载后的阻抗图；

图15为本实施例天线的测试S参数曲线图；

图16(a)为本实施例天线端口2(2.2GHz)激励的E面测试方向图；

图16(b)为本实施例天线端口2(2.2GHz)激励的H面测试方向图；

图17(a)为本实施例天线端口1(2.4GHz)激励的E面测试方向图；

图17(b)为本实施例天线端口1(2.4GHz)激励的H面测试方向图；

图18为本实施例天线的测试增益随频率变化曲线。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

参照图1，图2及图3，本实施例同极化微带双工天线阵列，包括两个相同的对称放置的微带贴片天线1和一个带有双工功能的反相功率分配网络2，所述反相功率分配网络2包括功率分配微带线3、发送微带带阻滤波器4、发送阻抗变换微带线6、接收微带带阻滤波器5和接收阻抗变换微带线7。

发送微带带阻滤波器4的一端与发送端口(端口1)相连，另一端通过发送阻抗变换微带线6与功率分配微带线3在距离功率分配微带线中心点λ_g发/4处相连，λ_g发为发送信号在功率分配微带线3上的波长。

接收微带带阻滤波器5的一端与接收端口(端口2)相连，另一端通过接收阻抗变换微带线7与功率分配微带线3在功率分配微带线中心点的另一侧而且距离中心点λ_g收/4处相连，λ_g收为接收信号在功率分配微带线3上的波长。

发送阻抗变换微带线6和接收阻抗变换微带线7是左右两段工作在不同频率下的长度为λ_g收/4及λ_g发/4的50Ω阻抗变换线。微带阻抗变换线6，7之后分别是两段低阻抗传输线21，22，随后通过两段50Ω的传输线25，26连接到射频系统的两个端口。四段加载的L型终端开路枝节线19、20、23、24分别加载在两段低阻抗线21，22的两端，与两段低阻抗线组成了发送接收端口的两个带阻滤波器。两个带阻滤波器的工作通带与阻带频率正好相反。

发送微带带阻滤波器4由两段末端开路的微带线19、23和一段连接微带线21组成，连接微带线21两端分别接两个开路微带线19、23。末端开路微带线19、23和连接微带线21的长度和宽度通过合理选择使得在频率为f_发的发送信号能够通过、而频率为f_收的接收信号不能通过。作为一个实例，当要求f_发＝2.4GHz，f_收＝2.2GHz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，开路微带线19的长度取25.7mm、宽度取0.5mm，开路微带线23的长度取26.5mm、宽度取0.5mm，连接微带线21的长度取25.7mm、宽度取7mm，图11是这个时候的发送微带带阻滤波器的S参数，可以看到在频率为2.4GHz时其S12为-1.94dB、在频率为2.2GHz时其S12为-35.45dB，实现了通过发送信号而阻隔接收信号的功能。

接收微带带阻滤波器5由两段末端开路的微带线20、24和一段连接微带线22组成，连接微带线22两端分别接两个开路微带线20、24。末端开路微带线20、24和连接微带线22的长度和宽度通过合理选择使得在频率为f_收的接收信号能够通过、而频率为f_发的发送信号不能通过。作为一个实例，当要求f_发＝2.4GHz，f_收＝2.2GHz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，开路微带线20的长度取26.5mm、宽度取0.5mm，开路微带线24的长度取25.9mm、宽度取0.5mm，连接微带线22的长度取25.5mm、宽度取13mm，图12是这个时候的接收微带带阻滤波器的S参数，可以看到在频率为2.2GHz时其S12为-1.22dB、在频率为2.4GHz时其S12为-38.07dB，实现了通过接收信号而阻隔发送信号的功能。

发送阻抗变换微带线6通过适当选取其长度和宽度，保证对于频率为f_收的接收信号而言，其在与功率分配微带线3的连接端的阻抗(发送端口(端口1号)接匹配负载时)为很大(接近开路)，从而不影响频率为f_收接收信号在功率分配微带线3上的传输。作为一个实例，当要求f_发＝2.4GHz，f_收＝2.2GHz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，发送阻抗变换微带线6的长度取24mm、宽度取2.25mm，连接上上述的发送微带带阻滤波器的实例，其S参数、以及发送端口(端口1)接匹配负载后的阻抗如图13所示。可以看到，在f_收＝2.2GHz时，阻抗大于1000欧姆，而对于频率为f_发＝2.4GHz的发送信号则衰减很少。

接收阻抗变换微带线7通过适当选取其长度和宽度，保证对于频率为f_发的发送信号而言，其在与功率分配微带线3的连接端的阻抗(接收端口(端口2)接匹配负载时)为很大(接近开路)，从而不影响频率为f_发发送信号在功率分配微带线3上的传输。作为一个实例，f_发＝2.4GHz，f_收＝2.2GHz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，接收阻抗变换微带线7的长度取20mm、宽度取2.25mm，连接上上述的接收微带带阻滤波器的实例，其S参数、以及接收端口(端口2)接匹配负载后的阻抗如图14所示。可以看到，在f_收＝2.4GHz时，阻抗大于1000欧姆，而对于频率为f_发＝2.2GHz的接收信号则衰减很少。

所述同极化微带双工天线阵列，还包括两个平行放置的上层介质基板8和下层介质基板10，下层介质基板10的上表面覆盖有金属的反射地板9，底面设置本天线的反相功率分配网络2。

所述微带贴片天线1包括印刷在上层介质基板8上表面的两个矩形金属贴片11，12和激励微带贴片天线的T形探针。所述T形探针由印刷在上层介质基板8下表面的金属微带13、14和接在金属微带13、14中心的金属探针15、16组成，金属探针15、16的另一端分别穿过反射地板9和下层介质基板10上的通孔17、18与功率分配微带线3的两端相连。

当发送时，发送信号从发送端口(端口1)送入，经过发送微带带阻滤波器4和发送阻抗变换微带线6送入功率分配微带线。经过功率分配微带线的信号被以相同的幅度、相反的相位(相位相差180度)分配到两个T型的探针13、14、15、16处，并通过T型探针上的微带13、14耦合给辐射贴片11、12。由于两个贴片11、12对称放置并激励，通过微带13、14耦合的电磁波会在两个贴片处再次产生180度的相位差，使得两个辐射贴片辐射11、12的信号相位相同，能够在天线的正Z方向同向叠加，产生较高的天线增益。天线辐射的电磁波极化方向与耦合微带13、14长边的方向相同。

当接收时，接收信号从两个辐射贴片天线11、12处接收，并耦合给T型探针13、14、15、16。接收电磁波的极化方向与耦合微带13、14长边的方向相同。接收信号经过T型探针13、14、15、16后被送入到功率分配微带线3的两端。此时，功率分配微带线3两端的信号也是幅度相等，相位相差180度。功率分配微带线3两端的信号分别经过相位180度的功率分配微带线到达接收阻抗变换微带线7时刚好以相同的相位叠加，随后经过接收阻抗变换微带线7和接收微带带阻滤波器5，从接收端口(端口2)输出。

图4、5、6、7分别为两个介质基板上下表面的电气结构图，条纹填充部分为导体铜覆盖的结构，其余部分为介质基板。

图8、9、10为各部分电气结构的尺寸标注图。

结合图2，图8，图9，图10的尺寸标注，本实施例中天线的具体参数如下：两个介质板均为FR4板，厚度c为0.8mm，宽度b为130mm，长度a为200mm。两个介质板之间的高度h为6mm。矩形贴片的边长1a、1b分别为49mm、50mm，间距1c为49.5mm。两个用于耦合的细长微带长2a，宽2b，间距2c分别为2mm，6.5mm，69.5mm。功率分配网络成左右对称，其主要尺寸3a，4a，5a，6a，3b分别为28.5mm，21.78mm，22.73mm，27.3mm，1.27mm。两段50Ω的阻抗变换线的长度7a和8a分别为24mm及20mm，宽度7b为2.25mm。四段末端开路的L型枝节线的宽度4b均为0.5mm，长度9a，10a，13a，14a分别为25.7mm，26.5mm，26.5mm，25.9mm。两段低阻抗传输的长度11a，12a和宽度5b，6b分别为25.7mm，25.5mm，7mm，13mm。连接到端口的两段传输线的长度28.83mm，33.03mm，宽度分别为2.25mm。该天线的端口1工作在2.4GHz的频带，作为发送端口。端口2工作在2.2GHz的频带，作为接收端口。在两个频带内，两个端口的隔离度均大于33dB，如图15。两个工作频带范围内，天线的增益基本上都大于9.5dBi，交叉极化大于20dB，如天线的仿真测试方向图16、17所示。在天线的端口2工作时，天线在端口2工作频率2.2GHz处的增益为10dBi，而在端口1工作频率2.4GHz处的增益则迅速下降到了-25dBi以下，增益差达到了30dB以上，如图18。同理，在天线的端口1工作时，天线在端口1工作频率2.4GHz处的增益为9.8dBi，而在端口2工作频率2.2GHz处的增益也迅速下降到了-25dBi以下，增益差达到了30dB以上，如图18。这侧面证明了双工天线两个端口间具有较高的端口隔离度。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。