距离。两个接收机可允许确定 可能的反射体位置的子空间。反射对象在三维中的位置可基于从三个接收机中的每个接收 机确定的距离的三角测量来确定。
[0154]基于收到信号，处理器160基于载波和基带信号来计算T0F，并且通常执行三角测 量以确定作为时间函数的发射设备位置。
[0155]发明人已发现，对于声学定位，使用US频率范围中的发射信号存在诸优点。US波 处于声学频谱的较高端。通常情况下，对于较高频率的载波信号，可获得较高的准确性。另 一优点在于US波通常较不容易受到来自环境噪声的干扰，因为US发射机与其他声学发射 机相比和/或与RF发射机相比在我们的典型环境中较不突出。对于附加的US发射机和/ 或US信号可能出现在周围环境中的情形，它们通常比其他声波衰落得更快，因为衰落速率 对于较高频率会增大。US定位系统的另一优点在于，对于所需量的发射能量，US发射机和 /或接收机通常小于其他信号发射机和/或接收机。另外，由于US频率范围是人类不可听 到的，对于用户交互而言，它比声学定位系统中使用的其他声学范围更切合实际。由于对于 较高范围信号，对短暂L0S损失的敏感性较大，所实现的声学频率的范围可被限制。
[0156]尽管已主要针对范围在20-lOOKHz之间的声学信号描述了诸系统和方法，但是本 文描述的系统和方法也可应用于通常应用更高频率的医疗超声系统，例如对诸如肝脏和肾 脏之类的深处组织应用1-6MHZ或者对肌肉、肌腱、睾丸、胸部和新生儿脑之类的组织应用 7-18MHZ。另外，本文描述的系统和方法也可应用于RF系统。
[0157]本文描述的系统和方法可容易地适用于多个用户，例如在彼此附近工作的用户 群。每个发射设备110可发射唯一的经调制连续信号，其可被专用的检测器151和152 (图 1)识别。不同发射设备中的载波信号可由用于不同用户的不同基带信号来调制。每个接收 机和/或检测器可识别对应于其相关发射机的基带模式。例如，识别可通过对基带信号的 信号分析来实现。
[0158]具体地，使用正交基带级数、或几乎正交的基带级数可能具有显著益处。术语"几 乎正交"意味着两个不同基带级数的互相关参照于每个级数自相关可具有低值。
[0159]不拥有期望基带信号的所定义性质的收到信号可从T0F分析中忽略和/或排除。 由于T0F是由基带和载波信息两者确定的，可实现不同信号而不会牺牲对T0F的检测和/ 或估计的准确性。
[0160]现在参照图2,其示出根据本发明的实施例的用于确定反射位置的简化概念性数 据流图。由两个或更多个接收机（例如，接收机121和接收机122)拾取的信号可经历FFT 210,从而可在预定义频带内执行对收到信号的延迟分析。由接收机拾取的信号可在执行 FFT之前被滤波和放大。基于收到经调制信号和所发射经调制信号之间的检出时移在频域 中执行从接收机121和122接收到的信号的定时校正。通常情况下，经校正信号被保存在 存储器220中以用于进一步处理，从而确定定位。可通过分析收到信号的位置来在工作中 补偿接收电路与发射电路之间的延迟。发射机与接收机之间的直接路径主要取决于几何分 布，即发射机和接收机的位置，这是恒定的。该已知距离可被用于为缺少接收机与发射机之 间的初始同步的系统确定T0F。替换地，该系统可包括同步阶段，其中至少一个接收机输入 和一个发射机输出被电连接。
[0161]存储器220被整合到如图1中所示的存储器151。相关器执行存储在223中的模 板与在定时校正之后的输入数据之间的互相关。相关器152可被实现成用于对期望经调制 连续信号（例如，保存在存储器223中的预定经调制连续信号）进行互相关。
[0162] 相关器152可计算相关曲线的包络（绝对）和实部。随后，基于包络峰值和实部峰 值的位置，可确定T0F。相关器152可将泄漏信号纳入考虑，并且可从收到信号中衰减（例 如，通过减去）泄漏估计，这将在下文更详细地讨论。随后可在滤波和移动方向块221中对 衰减操作的输出进行滤波并估计移动方向，这将在下文更详细地讨论。
[0163] 在确定T0F和/或L0S距离时可以考虑从先前采样存储的信息、和/或来自其他接 收机的输出信号。所存储的数据可包括在确定T0F中有用的一个或更多个所定义参数值、 阈值和/或其他信息。所存储的数据可包括例如期望信号、预存信号和/或参考信号的表。
[0164] 可由坐标和速度估计器222基于根据从接收机121和122接收到的信号确定的 T0F来确定所发射或反射的声学信号的起源位置。起源位置可在预定义的坐标系内相对于 接收机的位置来定义。位置和速度估计器（222)输出可将随时间的某些反射行为映射为姿 势，从而允许例如上/下姿势或左/右姿势。更精确的反射分析允许锁定某些反射（诸如 来自定向手指的反射）以跟踪该手指的移动。该手指跟踪可例如被用作鼠标以控制光标移 动。
[0165] 处理器160可使用模板来构造参考信号和/或期望信号的查找表，可将收到信号 与该查找表作比较从而可发现最匹配的距离。期望波形可以奈奎斯特速率来采样，并且采 样点之间的任何定时失配可通过外推函数来克服以披露距离。技术人员将领会，声学信号 具有不同的角传递函数，并且可将均衡器添加到接收机以补偿该现象。
[0166]由模糊性检测器获得的最可能的信号被用于标识与模板信号的最可能的非零 距离。坐标估计器222可包括最大似然检测器，其类似于所纳入的国际专利申请公开 No.W003088136中所描述的最大似然检测器。
[0167] 连续信号170可由具有傅里叶变换&(ω)的复低通时域信号sJt)来表示，从而：
[0168] SL(co) = 〇, |ω| >B/2,否贝ljSL(co)乒 〇。
[0169] 该信号在频域中的自相关函数为：
[0171] 注意，时域中的自相关函数^⑴可以是对称的，因为频率响应是实数。
[0172] 可通过围绕载波频率ω。放置频率响应&(ω)作为正频率和负频率来合成双边带 通信号SBP(ω)。
[0173]SBP(c〇)的自相关和/或互相关可表示为（假定ω。彡Β/2):
[0177] 注意，若SL(co)是对称的，Ca(t)将为实数。
[0178] 并非使用双边SBP(ω)信号，可使用只有正频率包含信息的单边表示SBP+(ω)。
[0179] 该信号的自相关可以为：
[0181]cB+PBP+(t)的绝对部分对应于式（1)中的基带信号自相关。该相量（复指数）将调 制项添加到该响应。
[0182] 式⑷的实部对应于式（3)的载波和基带相关CBPBP。项"实相关"和"绝对相关" 是如本文所解释地从式（4)导出的。
[0183] 现在参照图3,其是根据本发明的实施例的收到信号与期望信号之间的互相关曲 线的绝对部分和实部的图表。该相关曲线的绝对部分和/或包络曲线310表示基带自相关， 而该相关曲线的实部320表示基带和载波信号互相关。如从图3可以看出的，关于载波和 基带信号的相关曲线320比对应于基带信号的相关曲线310更窄。相关曲线320提供了嵌 入在载波信号中的增加的相位信息。由于关于载波和基带信号的相关曲线320更窄，其允 许在由包络曲线310确定的波长内对距离的更准确估计。L0S信号的延迟可发生在线350 与时间轴（X轴）交叉处的时间，并且被定义为在包络曲线310的界限内在对应于该相关曲 线的实部中的峰值的时间。该相关曲线的虚部330可用于提供嵌入在载波信号中的增加的 相位信息。该相关的虚部和实部两者可被实现成确定相位信息。
[0184] 将来自该相关曲线的基带部分的信息与由载波提供的相位信息相组合使得能进 行对Τ0Α的更准确估计。通常情况下，例如，若带宽是足够的，则基带信号包含达到波长量 级的准确度的信息。载波信号具有较窄的波带并且提供由该包络所定义的波长内的相位信 息。发明人已发现，将来自基带和载波的结果相组合使得能对距离进行更准确的估计，而没 有在仅使用对载波的相关时原本将导致的模糊性。
[0185] 方波基带信号的理想自相关结果可以是具有sinc(x)形状的包络310、以及峰值 与该包络的峰值对准的载波320。sine(X)表示sin(x)/x，并且是由于该信号的有限带宽引 起的，sine(X)主瓣的带宽与该信号的带宽成正比。使用对载波信号的相关可将准确度改 善10倍。
[0186] 胜于其他系统的改善的准确性可通过在确定Τ0Α和/或T0F时考虑嵌入在载波信 号中的相位信息来达成。在使用经调制连续信号进行定位的已知系统中，例如在RF定位系 统中，在确定TOA、T0F和/或L0S距离时，载波信号被移除而不被考虑。
[0187] 载波信号的频率（例如，30-60KHZ)大致在与带宽（例如，50-lOOKHz)相同的量级 上。由于采样率通常是基于带宽来确定的，例如至少为带宽的2倍以避免混迭，通常被用于 确定实信号的采样频率也可应用于对载波信号进行采样，从而载波信号信息可被纳入考虑 而不会显著增大可用系统（例如，声学小空间定位系统）的采样率。
[0188] 通常情况下，RF系统不是这种情形，在RF系统中，载波频率可能在数百MHz的量 级上，而带宽可能要小得多。然而，对于包括具有高采样率（例如，3-4GHZ的采样率和/或 甚至更高采样率，例如6-8GHz)的接收机的已知RF系统，使用本文描述的系统和方法也可 应用载波信号的相位信息。
[0189] 载波和基带信号通常比基带信号更稳健并且随L0S保持其位置，例如在面临多径 信号时随L0S保持其位置。由于载波信号的稳健本质，在确定相关时，相比于依赖于基带信 号来确定相关的系统，该定位系统对环境噪声的敏感性降低。
[0190] 现在参考图4A-4C，其示出了三个示例性相关曲线集，解说了由于存在多径（MP) 信号而可能出现的潜在模糊性。当存在短程多径信号时，若干经延迟信号在接近的距离中 到达检测器并彼此重叠，由此使所得的相关曲线混淆。当存在多径信号以使得其相应的相 关曲线450出现在视线（LOS)信号400的相关曲线某个距离处时，该相关的实部和绝对部 分中的峰值（指示最大相关点410)可能是清楚的并且可确定LOS距离（图4A)。LOS是从 其接收到信号的最短距离和/或发射机与接收机之间没有多径的距离。由于最短距离是由 具有延迟410的第一峰值表示的，因此清楚的是，该第一峰值表示LOS信号。
[0191] 然而，模糊性可能源自于短多径信号，例如，来自在载波信号的一个波长量级上的 距离的多径信号。随着多径延迟460接近L0S延迟410 (图4B-4C)，相关曲线的形状由于 L0S信号410和多径信号460的相关曲线的重叠而混淆。
[0192] 通常情况下，如图4B中所示，当发生近多径情况时，可能在相关曲线的实部中发 现多个潜在L0S峰值（例如，峰值405和455)，从而导致关于哪个峰值对应于L0S的模糊 性。尽管L0S峰值出现