专利名称：压电变压器逆变器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及压电变压器逆变器，尤其涉及用于点亮冷阴极荧光管的压电变压器逆变器，这些冷阴极荧光管用于笔记本大小的个人电脑之类的液晶显示屏(panel)中。
在6-167694号日本未审查专利公布和9-107684号日本未审查专利公布中已描述了用于点亮液晶背面照明中的冷阴极荧光管的压电变压器逆变器的例子。在6-167694号日本未审查专利公布中，通过控制用于背面照明的冷阴极荧光管的管电流来调节冷阴极荧光管的亮度。在此情况下，利用压电变压器的频率升压比特性，可控制管电流。例如，当需要少量的管电流或者输入电压高时，如此进行控制，从而可通过把逆变器频率变成比压电变压器的谐振频率高的频率来获得一定量的管电流。
然而，在这些系统中，当输入电压高时，逆变器频率明显地偏离压电变压器的谐振频率。在压电变压器中，当频率稍稍进入谐振频率的高频一侧时，就获得了最高的转换效率。相反，当频率偏离该位置时，转换效率降低。结果，在该系统中，输入电压越高，则效率降低的程度越大，从而只有近似于输入电压两倍的范围可适用于实际使用。
此外，就9-107684号日本未审查专利公布中所述的压电变压器驱动电路而言，在逆变器单元的前级插入斩波器(chopper)电路，从而把加入逆变器单元的平均输入电压保持恒定。此布局解决了传统技术的上述问题，从而即使在较宽的输入电压范围内也可保持适当的效率。
然而，在此压电变压器驱动电路中，当把它用于笔记本大小的个人电脑或类似设备时存在以下所述的问题。例如，如图5中的波形A所示，当把加入逆变器的输入电压设定为7到20V以及把斩波器电路输出的平均电压设定为6.5V时，提出一个假设，首先，当笔记本大小的个人电脑为电池驱动时，把输入电压设定为7V作为最坏的情况。在此情况下，如图5中的波形B所示的斩波器电路输出的占空度由公式D＝6.5/7＝93％所示。现在，在此情况下，假设插入AC适配器，从而输入电压升高到20V作为最坏的情况。此时，需要如下改变斩波器电路输出的效率如下D＝6.5/20＝33％。
然而，由于所给出的反馈控制把斩波器电路的效率的输出电压保持为恒定，所以在控制响应中存在时间滞后。结果，实际上如图5的波形C所示，在输入电压突然变化后的某段时间内发生失控，从而逆变器的平均输出电压逐渐增大。此时，如图5中的波形D所示，逆变器单元的FET的漏极电压比正常情况下的高。结果，为了承受较高的渐增输入电压，必须在逆变器电压中使用可承受如此高电压的FET，从而导致尺寸较大这一不利因素。
图6是示出用于防止上述渐增现象的压电变压器逆变器的方框图。为了避免这种现象，可考虑图6所示的压电变压器逆变器。在图6所示的压电变压器逆变器中，未插入如上所述的斩波器，而是把DC-DC转换器控制单元13插入用于驱动冷阴极荧光管11的逆变器单元12的前级。DC-DC转换器控制单元13控制开关晶体管16，开关晶体管16控制输入逆变器单元12的电压。
此外，二极管17为自由转向器件，它连接在开关晶体管16的输出电极与地之间。在图6所示的例子中，需要把线圈14插在开关晶体管16与逆变器单元12之间，且需要把电容器15插在逆变器单元12的输入一侧与地之间。此外，流入线圈14的电流所引起的损耗很大，就尺寸和效率而言，与插入斩波器的方法相比没有优势。
本发明可解决与传统的压电变压器逆变器有关的问题，并提供一种压电变压器逆变器当输入电压发生突然变化时，该逆变器可以控制斩波器电路平均输出的急剧增大。
此压电变压器逆变器包括一逆变器单元和一降压斩波器单元。逆变器单元包括陶瓷压电变压器，其次级端子将连接到荧光管；驱动单元，它连接到陶瓷压电变压器的初级端子；以及逆变器控制电路，用于控制荧光管的亮度以设定为所需的值。降压斩波器单元把一信号输入逆变器单元的驱动电路，且它包括连接在输入电压和自由转向器件之间的开关器件。设置了脉宽调制(PWM)反馈控制电路，用以把反馈控制提供给开关器件以使开关器件的方波电压的平均电压保持恒定。在此压电变压器逆变器中，即使在PWM反馈控制电路不可能进行反馈控制时，也设置了用于把斩波器单元的占空比限制在不超过给定量的装置。
为了说明本发明，在图中示出几个目前较佳的形式，然而，可以理解本发明不限于所示的明确布局和手段。
图1是依据本发明一个实施例的压电变压器逆变器的方框图。
图2是示出图1所示压电变压器逆变器的详细结构的电路图。
图3示出依据本发明一个实施例的占空度限制函数的图。
图4示出依据本发明一个实施例的斩波器单元的平均输出电压的限制函数的图。
图5是示出传统压电变压器逆变器的问题的图。
图6是示出解决传统压电变压器逆变器中的问题的一个例子的方框图。
以下，参考附图来详细说明本发明的较佳实施例。
图1是依据本发明一个实施例压电变压器逆变器的方框图。在图1中，压电变压器逆变器包括逆变器单元20和降压斩波器单元30。逆变器单元20的压电变压器22的次级电极连接到冷阴极荧光管11，荧光管11由压电变压器22的输出电压来点亮。逆变器单元20包括逆变器单元控制电路21，其中的驱动单元包括由线圈23和开关晶体管25构成的串联电路以及由线圈24和开关晶体管26构成的串联电路。
换句话说，逆变器单元控制电路21以此方式控制提供给开关晶体管25和26的控制信号的驱动频率或驱动效率，从而把冷阴极荧光管11的亮度保持恒定。开关晶体管25和26响应于来自逆变器单元控制电路21的控制信号进行切换，从而通过线圈23和24把驱动信号提供给压电变压器22的初级电极。
降压斩波器单元30通过开关晶体管(FET)33和作为自由换向器件的二极管34对逆变器单元20的输入电压进行斩波。响应于来自PWM-IC(脉宽调制-集成电路)32的控制信号开关晶体管33导通或断开，其中已对该控制信号进行了脉宽调制。由一低通滤波器把降压斩波器电压30的方波输出信号(可通过使开关晶体管33导通或断开来获得)转换成DC，此低通滤波器包括连接在逆变器单元20的输入与地之间的电阻器R1和电容器C1。然后，此直流电压由电阻器R2和R3分压，以作为反馈电压VfB输入PWM-IC 32。
PWM-IC 32包含停滞时间(deadtime)控制端DTC，从停滞时间设定电压产生电路31给此控制端DTC提供能相对于输入电压改变停滞时间设定的停滞时间设定电压。无论反馈电压如何，PWM-IC 32的停滞时间控制功能都起到把输出的占空比限制于不超过规定值的作用。
将对图1所示本发明一个实施例的详细操作进行描述。在正常操作中，由电阻器R1和电容器C1构成的低通滤波器把斩波器电压(它是来自开关晶体管33的输出)转换成DC形式；把从电阻器R2和R3形成的分压器获得的反馈电压VfB输入PWM-IC 32。把PWM-IC 32内所产生的基准电压与电压VfB如此地相比较，从而两个值相等。此布局允许把降压斩波器单元30的输出的平均电压保持恒定而与输入电压无关。
同时，停滞时间设定电压产生电路31使加到PWM-IC 32的停滞时间控制端DTC的电压随输入电压而变化。该设定是这样的，从而由停滞时间控制端DTC的电压所确定的占空度总是大于反馈控制正常工作情况下的占空度。
在正常操作中，由上述反馈控制来确定输出占空度，从而获得给定数量的斩波器输出电压。现在，当输入电压突然变化时，反馈控制断开，占空度扩大为停滞时间控制端DTC的电压所确定的占空度。然而，当把占空度设定为尽可能靠近反馈所确定的占空度时，即使在输入电压突然变化的情况下，降压斩波器单元30的输出的平均电压也仅稍高于正常操作中的电压。相应地，与已有技术形成对比，可降低作为逆变器单元20的开关晶体管25和26的FET的耐压从而可以获得小型化和高效率。
图2示出依据本发明的实施例的更详细的结构图。在图2中，逆变器单元20具有与图1所示的相同的结构，其中更具体地示出了降压斩波器单元30。如图1的PWM-IC 32所示，使用TL 1451(由Texas Instruments制造)。电阻器Rref连接在停滞时间控制端DTC和基准电压端Vref之间；电阻器RVIN连接在电源端Vcc(给它提供输入电压)和停滞时间控制端DTC之间；电阻器RG连接在停滞时间控制端DTC和GND之间，从而提供相对于输入电压而改变的停滞时间控制电压。
由NPN晶体管和PNP晶体管组合的电路35把来自PWM-IC 32的PWM输出电压输入开关晶体管33的栅极。由线圈L1和电容器C1构成的串联电路连接在开关晶体管33的输出一侧和地之间，以对方波(它是斩波器电压)进行整流，电阻器R2和R3对该电压分压以把反馈电压Vfb提供给PWM-IC 32。
图3示出依据本发明实施例的效率限制函数的图，图4示出斩波器电源平均输出电压的限制函数的图。
现在参考图2到4，将对本发明实施例的更详细操作进行描述。降压斩波器单元30通过开关晶体管33和自由转向二极管34对输入电压进行切换；由线圈L1和电容器C1对此切换获得的方波进行整流，然后由电阻器R2和R3进行分压；把反馈电压Vfb输入PWM-IC 32。PWM-IC 32把反馈电压Vfb与对基准电压Vref分压的电压Vr相比较，从而把切换占空度调节到使Vr等于Vfe。
在正常情况下，这种操作使恒定电压输出到降压斩波器单元30的平均输出电压。与之对比，当输入电压突然变化时，反馈控制断开，且它由停滞时间控制端DTC的电压所确定的占空度来切换。在图3和4中示出此情况的一个例子。在传统的例子中，如图3所示，由于没有停滞时间控制功能，所以当反馈控制断开时，存在效率变为100％的可能性。结果，如图4所示，当输入电压为20V时，斩波器输出电压也可能是20V。
与此相对比，依据本发明的实施例，如图3所示，可看出输入电压越高，则更多地限制占空度宽度。如图4所示，这使得在7V到20V的整个范围中可把斩波器平均输出电压基本上保持11V。如上所述，可把耐压低且导通电阻也降低的高性能FET用作逆变器单元20的开关晶体管25和26。
此外，在本实施例中，由线圈L1和电容器C1对斩波器输出进行整流，以给逆变器单元20的逆变器单元控制电路21提供电源。由于有极少量的用于驱动逆变器单元控制电路21的电流流入线圈L1和电容器C1，所以可使用比图5所示DC-DC转换器的LC(如上所述)具有较小电容的LC，从而就成本、尺寸和性能来说几乎没有不利因素。通常，通过反馈控制把恒定电压提供给逆变器IC，即使在输入电压突然变化时，也不会产生大电压。相应地，可降低逆变器IC的耐压，从而可使用诸如CMOS(耐压大约为7V)等功耗低且速度快的成本-性能比高的工艺。
同时，就PWM-IC 32而言，使用DC-DC转换器或类似设备中通常安装的PWM-IC使得成本相对地减少，且它不难响应于笔记本大小的个人电脑的AC适配器或类似装置的电压(一直到20V)。此外，在本发明的实施例中，可形成包括作为PWM-IC 32和用于逆变器单元控制电路21的两个IC的结构，虽然就尺寸而言存在缺点，但其优点是可获得高性能，同时以低成本实现高度可靠的结构。
如上所述，依据本发明，当PWM反馈控制电路不可能进行反馈控制时，对斩波器单元的导通占空度进行限制，使之不超过特定的量，依据输入电压来改变被限制的占空度。因此，当把本发明应用于笔记本大小的个人电脑或类似设备时，即使输入电压突然变化，也可抑制斩波器单元平均输出电压的增加。此外，可把耐压低的元件用作逆变器单元的开关晶体管，从而可实现低成本和高效率。此外，包括逆变器控制电路和PWM反馈控制电路的两个集成电路的结构允许使用成本低且耐压高的PWM-IC，并可把诸如CMOS等耐压低但性能高的器件用在逆变器单元中。在此布局中，可提高逆变器的整个性能，而且可抑制成本的增加，并可响应于大范围的输入电压。
虽然已揭示了本发明的较佳实施例，但认为实施这里所揭示原理的各种模式在以下权利要求书的范围内。因此，应理解，本发明的范围不限于此，而是如权利要求书中所述。
权利要求
1.一种压电变压器逆变器，其特征在于包括逆变器单元，包括要将其次级端子连接到荧光管的陶瓷压电变压器、连接到陶瓷压电变压器的初级端子的驱动单元以及用于把荧光管的亮度控制在所需值的逆变器控制电路；降压斩波器单元，用于把一信号输入逆变器单元的驱动电路，所述斩波器单元包括连接在输入电压和自由转向器件之间的开关器件以及连接到开关器件用以对其提供反馈控制以把所述开关器件的方波输出电压的平均电压保持恒定的脉宽调制反馈控制电路；以及用于限制斩波器单元的占空比从而使之不超过给定量的装置。
2.如权利要求1所述的压电变压器逆变器，其特征在于逆变器控制电路和PWM反馈控制电路中每一个由各自的集成电路来控制。
3.如权利要求1所述的压电变压器逆变器，其特征在于用于限制占空比的装置包括连接到脉宽调制电路的停滞时间设定电压发生器电路。
4.如权利要求3所述的压电变压器逆变器，其特征在于开关器件为FET。
5.如权利要求4所述的压电变压器逆变器，其特征在于自由转向器件为二极管。
6.如权利要求3所述的压电变压器逆变器，其特征在于还包括低通滤波器，所述低通滤波器具有连接到FET的输出的输入端以及连接到逆变器单元的输出端。
7.如权利要求6所述的压电变压器逆变器，其特征在于通过分压器把滤波器的输出反馈到脉宽调制电路。
全文摘要
压电变压器逆变器包括:逆变器单元,包括陶瓷压电变压器、驱动单元以及逆变器控制电路;降压斩波器单元,包括开关器件、自由转向器件以及脉宽调制反馈控制电路。在此压电变压器逆变器中,即使PWM反馈控制电路不可能进行反馈控制,也可限制斩波器单元的导通占空度,使之不超过给定的量。
文档编号H05B41/24GK1249655SQ99121068
公开日2000年4月5日 申请日期1999年9月29日 优先权日1998年9月29日
发明者野间隆嗣, 山胁一郎, 森岛靖之 申请人:株式会社村田制作所