专利名称：压电变压器逆变器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种压电变压器逆变器。本发明尤其涉及一种用于使荧光管(冷阴极荧光管)发光的压电变压器逆变器，该冷阴极荧光管用于从背面照明液晶显示板。
通常使用诸如冷阴极荧光管之类的荧光管在诸如移动电话或笔记本大小的个人电脑之类的便携式信息处理装置中从背面照明液晶显示器。必需将大功率交流电压用于使荧光管发光。便携式信息处理装置，诸如笔记本个人电脑典型地使用电池和AC适配器作为电源。为了使这样的电源激励荧光管照明系统，必需提供DC/AC逆变器，用于将来自输入电源的小功率直流电压转换为能够使荧光管发光的交流电压。近年来，结合了比电磁变压器更小的压电变压器的压电变压器逆变器已经有了进步，用于使荧光管发光。这样的压电变压器逆变器较好地具有如下的性能(1)宽的输入电压范围，从而它既可以由电池驱动，也可以由蓄电池充电器驱动；及(2)宽照明减光范围，从而功率消耗可以通过使液晶显示板的显示屏的亮度(等于冷阴极荧光管的亮度)黯淡而减小，从而其工作寿命可以延长。
第9-107684号日本未审查专利公告揭示了这样一种压电变压器逆变器，这种压电变压器逆变器的结构示1中。压电变压器逆变器1包含用于将荧光管电压施加到荧光管2的压电变压器3；频率控制电路4，用于检测从压电变压器3的次级电极施加到荧光管的管内电流以控制压电变压器3的激励频率，以将管内电流保持在特定值；升压电路(驱动电路)5，用于允许分频电路12对由频率控制电路4产生的驱动频率和施加到压电变压器3的初级电极的分频的发生驱动电压分频；驱动电压控制电路6，用于如此控制施加到压电变压器3的驱动电压，从而即使输入电源电压VS改变，它仍然等于特定的电压；以及减光电路7，用于执行荧光管2流过的平均管内电流的PWM控制。
升压电路5包含一对晶体管8和9，以及所连的一对线圈10和11，用作推挽电路(准E类工作)。在执行这样的推挽工作的压电变压器逆变器1中，通过接通和切断两个晶体管8和9施加在压电变压器3的初级电极之间的驱动电压VD非常接近正弦波。另外，由于压电变压器逆变器1使用两个线圈10和11，以及晶体管8和9，分别执行推挽工作，故施加到压电变压器3的驱动电压VD是单端工作情况下的两倍。确实，VD可以近似地达到电压在VPS的六倍。
频率控制电路43控制升压电路5的工作，以便确保流过荧光管2的管内电流处于需要的值。为此，管内电流被施加到电流-电压转换电路13，该电路将流入荧光管2的电流I1转换为与管内电流成比例的电压V1。该电压由整流电路14整流，以产生直流电压V2，它被施加给比较器15的一个输入端。直流电压V2和参考电压Vref由比较器15进行比较，并且其大小以电压V2和Vref的相对大小的函数变化的直流电压V3(表示流过荧光管2的电流I1)从比较器15输出，并由积分电路16积分，以产生驱动频率控制信号V4。根据驱动频率控制信号V4控制从压控振荡器(VCO)17的各个输出端输出的三角波V5和矩形波V6的振荡频率。这样的安排允许从频率控制电路4输出的矩形波V6的频率改变，并允许执行驱动频率控制，从而荧光管2中流动的电流I1保持在需要的电流值。
但是，要控制管内电流I1(仅仅起到驱动频率控制信号V6的作用)，当电源电压VS增加时，驱动频率从压电变压器3最为有效的谐振频率附近极大偏离，这导致转换效率显著减小。
为了避免这个问题，在升压电路5和电源电压VS之间设置驱动电压控制电路6，并将电源电压VS转换为脉冲电源电压VPS，该电源电压的平均值通过改变驱动电压控制电路6的开关装置19接通和切断的工作循环，保持恒定。在驱动电压控制电路6中，施加到一端变压器3的初级电极的驱动电压由整流电路20整流，以将其转换为直流电压V7，该直流电压被提供给比较器21的一个输入端。比较器21比较从频率控制电路4输出的三角波V5与整流电路20的直流输出V7，以输出矩形波V8，该矩形波的工作循环，作为施加到一端变压器3的驱动电压VD，以及流过荧光管2的管内电流I1的函数而改变。当比较器21的输出低(L)时，开关装置19接通。当比较器21的输出高(H)时，开关装置19切断。这形成反馈电路，它保持施加到压电变压器3的驱动电压VD大致上恒定。
反馈电路工作如下。当电源电压VS减小时，压电变压器3的驱动电压VD随着从整流电路20输出的直流电压V7的减小而减小。响应于减小的驱动电压VD，开关装置19的占空比(值班)增加，提供给升压电路5的脉冲电源电压VPS的平均值增加，由此将驱动电压VD增加到需要的值。相反，当电源电压VS增加时，驱动电压VD增加，并且从整流电路20输出的直流电压V7增加，由此减小开关装置可9的占空比，并且减小了脉冲电源电压VPS的平均值(由此而驱动电压VD减小)。按照这种方法，即使电源电压VS改变，提供给压电变压器的平均驱动电压VD可以大致上保持恒定，从而由频率控制电路4输出的驱动频率信号V5的控制变化宽度可以设置得足够小，从而能够适应输入电压VS的宽的范围。
减光电路7调节荧光管2的减光范围，起到施加到那里的减光电压的作用。在减光电路7中，比较器23比较从三角波发生电路22输出的三角波V9与减光电压，并产生矩形波V10作为输出。当减光电压增加时，从比较器23输出的矩形波V10的占空比减小，反之亦然。
将“或”门18连接到设置在驱动电压控制电路6中的开关装置19的控制端(门)。从减光电路7输出的矩形波具有基本上比从比较器21输出的矩形波V8更低的频率。由比较器21产生的矩形波V8的工作循环在荧光管2接通期间，控制脉冲电源电压VPS的平均值(由此使管内电流I1稳定在需要的值)，由减光电路7产生的矩形波V10的工作循环控制荧光管2接通的的时间周期，由此而控制由荧光管2产生的光的亮度。
更具体地说，管内电流I间隙地流过，荧光管以由矩形波V10决定的频率和工作循环闪亮和变暗。如果将闪亮的频率设置为接近于210Hz，闪烁将是无法感知的，并且看起来将是荧光管的亮度被减暗。相应地，通过改变开关装置19接通和切断的工作循环，能达到宽的减光的范围。
但是，上述传统电路具有如下的技术问题。图2A到2F示出了当减光电路的输出V10从低变化到高，并返回低时，压电变压器逆变器1的工作状态。图2A示出了由减光电路7产生的矩形脉冲V10的波形(比较器23的输出)。图2B示出了由频率控制电路4产生的三角波V5的波形(压控振荡器17的输出)，以及出现在整流电路20的输出端的DC输出V7的波形。图2C示出由驱动电压控制电路6的比较器21产生的脉冲输出信号VS。图2D示出了“或”门18的输出V11，图2E示出了出现在驱动电压控制电路6的输出端的脉冲电源电压VPS，图2F示出了施加到压电变压器3的驱动电压VD。
如图2B和2C所示，直流电压V7(它表示施加到压电变压器3的驱动电压VD的大小)与来自频率控制电路4的三角波V5在比较器21中比较，该比较器21以产生脉冲输出V8起到其作用。将减光信号V10与这个信号“或”运算，以控制开关装置19的工作，并由此控制脉冲电源电压VPS的产生，如图2A、2D和2E所示。
但是，从驱动电压控制电路6由减光信号V10间歇地关断期间(即在减光信号V10高(H)期间)驱动电压VD是零，如图2F所示。结果，整流电路20的输出V7减小，而比较器21的输出V8低(L)(图2C)。接着，当减光信号V10回到它的低电平状态(L)并且驱动电压控制电路6重新启动工作，整流电路20的输出V7增加，脉冲电源电压VPS增加，以达到需要的值。
如图2E所示，在从由驱动电压控制电路6的工作的重新启动到将整流电路输出20的输出V7稳定在一个需要的值的过渡期间，脉冲电源电压VPS的平均值太大，因为开关装置19的占空比太大。这个增加的占空比使驱动电压VD在过渡期间增加(图2F)，导致了以下问题(1)施加到压电变压器3的应力大，以及(2)需要具有高击穿电压的FET用于升压电路5的晶体管8和9。
本发明针对一种压电变压器逆变器，它在减光单元的输出被转换时减小施加到压电变压器的应力，并可以在升压电路中使用具有更低击穿电压的元件(晶体管)。
压电变压器逆变器包含压电变压器，用于执行施加在初级电极之间的交流电压的电压转换，以施加到连接到次级电极的负载；驱动频率控制单元，用于通过改变压电变压器的驱动频率，在驱动负载时控制负载电流；斩波单元，用于以驱动频率两倍或更高倍的频率截断施加到驱动频率控制单元的输入电压，并通过改变斩波工作的占空比，控制施加到驱动频率控制单元的平均输入电压；以及减光单元，用于通过以小于压电变压器驱动频率的频率，间隙地停止斩波单元的工作来间隙地停止驱动频率控制单元；其中，即使在减光单元间隙地停止斩波单元期间，具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号在斩波单元内部持续。
在这种情况下，当斩波单元正在通过接通/切断开关装置执行斩波工作时，具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号是用于接通/切断开关装置的信号。另外，斩波单元间隙的停止除了没有从斩波单元输出的情况外还包含有输出不足以允许负载驱动(这是由于来自压电变压器的较小的输出)的情况。为此，斩波单元可以具有用于驱动和停止它的开关装置；具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号可以允许开关装置接通或切断；并且开关装置与具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号可以通过减光单元的输出值连接或断开。
在传统实施例的压电变压器逆变器中，在斩波单元的工作由减光单元停止期间，斩波单元的工作通过不产生具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号而停止。与此相比，在本发明的压电变压器中，即使是在斩波单元的工作由减光单元停止期间，具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号持续，并连续地产生，而斩波单元的工作停止。
相应地，当通过减光单元将斩波单元从工作中止状态进入驱动状态时，斩波单元以接近于正常的占空比，立即地执行斩波工作，由此，可以防止压电变压器输入电压过渡得太大。结果，与这些传统的情况相比，当减光单元输出电压改变时没有过大应力施加到压电变压器。另外，由于没有过大驱动电压施加到压电变压器，故可以将具有低击穿电压的低成本的装置用于驱动压电变压器的装置，诸如FET等等。
根据另一个实施例，压电变压器逆变器包含压电变压器，用于执行施加到初级电极之间的交流电压的电压转换，以提供给连接到次级电极的负载；驱动频率控制单元，用于在驱动负载时，通过改变压电变压器的驱动频率，控制负载电流；斩波单元，用于以驱动频率两倍或更高倍的频率截断施加到驱动频率控制单元中的输入电压，并通过改变斩波工作的占空比，控制驱动频率控制单元的平均输入电压；以及减光单元，用于通过以小于压电变压器的驱动频率的频率间隙地停止斩波单元的工作，间隙的停止驱动频率控制单元；其中当斩波单元通过减光单元从停止转变到驱动时，允许斩波单元执行斩波工作的占空比设置得逐渐增加。
在这个压电变压器逆变器中，当斩波单元从停止状态转变到驱动状态时，斩波单元中的斩波工作的占空比逐渐地增加到驱动期间的占空比。由此，即使当斩波单元通过减光单元从停止状态进入驱动状态，斩波单元的占空比不会太大，从而这可以防止压电变压器输入电压过渡得太大。相应地，与传统情况相比，当减光单元输出电压变化时，没有过大的应力被施加到压电变压器。另外，由于太大的驱动电压不施加给压电变压器，故具有低击穿电压的低成本装置可以用于驱动压电变压器的装置，诸如FET等等。
为了描述本发明，附图中示出了几种目前是较佳实施例的形式，但是应该知道，本发明不限于所示的这种精确的安排和结构。
图1是一个电路图，示出了传统实施例的压电变压器逆变器的结构。
图2A到2F示出在图1所示的压电变压器逆变器中各点处测量到的波形。
图3是电路图，示出根据本发明的一个实施例的压电变压器逆变器的结构。
图4A到4F示出在图3所示压电变压器逆变器中各点处测量到的波形。
图5是电路图，示出根据本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的结构。
图6A到6E示出在图5所示的压电变压器逆变器的各点处测量到的波形。
图7是电路图，示出根据本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的结构。
图8是电路图，示出本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的结构。
图9是电路图，示出本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器的结构。
图10A到10E示出了在图9所示的压电变压器逆变器中各点处测量的波形。
下面将参照附图详细解释本发明的较佳实施例。
(第一实施例)图3示出了根据本发明的第一实施例的压电变压器逆变器31。较好地，压电变压器逆变器保持压电变压器的驱动频率恒定(在荧光管36中管电流I1的频率恒定)，处于压电变压器谐振频率附近，保持施加到压电变压器逆变器32的驱动电压VD的大小在激励了荧光管36，并以工作循环激励和关闭荧光管36的期间内恒定，其中所述工作循环变化，起到荧光管所需亮度的作用。图3的压电变压器逆变器31最好包含四个电路块压电变压器32、驱动频率控制电路62、斩波单元44和脉冲减光单元59。驱动频率控制电路62包含升压电路38和频率控制电路43。
压电变压器32利用压电效应升高施加在其初级电极34之间的交流电压，以在其次级电极35处产生交流电流(管内电流)。将交流电流提供给荧光管36(更为一般地，负载)，诸如冷阴极荧光管，以将其打开。这里所使用的压电变压器32较好地但不是必需地，是Rosen型压电变压器32，其中将初级电极34设置在压电基片33的一个侧面区域的相对的主表面上，并且沿垂直于初级电极34的表面的方向执行极化处理。将次级电极35设置在压电基片33的另一侧区域的端面上，并沿垂直于次级电极35的表面的方向执行极化处理。荧光管36和检测电阻器37在次级电极35和地之间串联连接。
压电变压器的升压比通过改变驱动电压VP的频率而变化。为了将管内电流I1保持在想要的电流值，频率控制电路43监视管内电流I1的大小，并控制升压电路38的驱动频率，以将管内电流保持在想要的值。为此，荧光管36和检测电阻器37之间的电压V20输入频率控制电路43，该频率控制电路43检测管内电流I1的大小。频率控制电路43的各个输出端V21、V22连接到升压电路38的晶体管39和40的各个栅极。其相位相互偏离180度的矩形波从频率控制电路输出，以保持管内电流I1处于所需值需要的驱动频率，接通和切断晶体管39和40。从斩波单元44提供的电流流入连接到晶体管39或40的线圈41或42，晶体管导通电流充电为电磁能。当晶体管39或40被关闭时，释放被充入线圈41或42的电磁能，由此产生高于脉冲电源电压VPS约3倍的电压。因此，当用频率控制电路43交替地激励和关闭两个晶体管39和40时，非常接近于正弦波的一半的交流驱动电压VD被提供给压电变压器32的每一个初级电极34(每半周)。
矩形波输出V21、V22的驱动频率最好以如此方式控制，从而它在间隙停止期间不改变。一种达到这种结果的方法被揭示在第9-107648号日本未审查专利申请中。
在荧光灯36被激励期间，斩波单元44产生脉冲电源电压VPS，该电压VPS以预定的频率(脉冲电源频率)和预定工作循环(脉冲电压工作循环)发生脉冲。脉冲电源频率最好至少是频率控制电路43的输出V21、V22的驱动频率(典型地为大约50-200KHz)的两倍。控制脉冲电源电压VPS的工作循环，以使其平均值不论输入电源电压VS的大小如何都保持恒定。
如图4E中清楚地示出的，脉冲电源电压VPS以预定的频率(“荧光管照亮频率”，该频率大大低于脉冲电源频率)以及不同的工作循环(“荧光管照亮工作循环”，它变化，起到荧光管36的想要的亮度的作用)被激励(即产生脉冲)和关闭(即不产生脉冲)。升压电路38响应脉冲电源电压VPS，并产生施加到压电变压器32的驱动电压VD。频率控制电路43在间隙接通期间改变其驱动频率，以将管内电流I1保持在需要的值。通过改变荧光管36接通的周期，控制管子的有效亮度。
斩波单元44包含开关装置45，它连接在从诸如电池之类的电源接收电源电压VS的电源输入端与斩波单元44的输出端之间。将二极管46插入斩波单元44的输出端与地之间。
由施加到开关装置45的控制端(即栅极)的控制电压V23激励和关闭开关装置45。产生控制电压V23起到脉冲减光控制信号V24(它控制开关装置45，以便在关闭荧光管36期间抑制产生脉冲电源电压VPS)以及脉冲电源控制信号V25(它在激励荧光管36期间控制与脉冲电源电压VPS的工作循环)的作用。
脉冲减光控制信号V24由脉冲减光电路59产生。脉冲减光控制信号V24(图4A所示)在关闭荧光管36期间处于高电平状态(H)，并通过与非门58被施加给开关装置45，以使得在此期间无法产生脉冲电源电压VPS。
脉冲减光电路59产生脉冲减光控制信号V24，起到施加到那里的，外部产生的减光单元的作用。减光电压表示想要的荧光管36的亮度。脉冲减光电路包含三角波发生电路60和比较器61，其中从三角波发生电路60输出的三角波V26与外部施加的脉冲电压比较，以产生脉冲减光控制信号V24，它具有一个设置的频率(由三角波V26的频率决定)和占空比(由外部产生的减光电压的值决定)。脉冲减光控制信号V24的频率(典型地为200到几百Hz)大大低于荧光管36的驱动频率，以防止在频率控制电路43的驱动频率稳定(然后脉冲电源电压VPS立即接通)之前切断开关装置45。特别是，一旦脉冲电源电压PVS接通，频率控制电路43的频率需要一段时间来稳定。脉冲减光控制信号V24的频率必需足够低，从而开关装置45转换的周期(由此脉冲电源电压VPS接通)比使频率控制电路43的频率稳定所需的时间周期更长。
如上所述，将脉冲减光控制信号V24施加到开关装置45，并在脉冲减光信号V24处于高电平期间抑制产生脉冲电源电压VPS。结果，荧光管36被间隙性点亮以使其有效亮度变暗。此外，当改变输入到脉冲减光单元59的外部产生的减光电压时，脉冲减光控制信号V24的占空比改变，由此，在荧光管36被激励期间的占空比得到调节，以得到想要的亮度。
为了保持在荧光灯36点亮期间脉冲电源电压VPS的平均值为恒定，设置由平滑电路47、三角波发生电路55和比较器57确定的反馈电路。为了在脉冲电源减光控制信号V24从其高电平(H)值转变到其低电平(L)值的转移期间避免(或者至少是抑制)大尖峰电压发生在驱动电压VD中，将取样和保持电路55插入平滑电路47的输出端与比较器57的不反相输入端之间。取样和保持电路55保证产生脉冲电源控制信号V25，并且即使在脉冲减光控制信号V24处于高电平以及荧光管36被关闭期间，也具有恒定的工作循环。结果，即使脉冲减光控制信号V24转变到其低电平(L)值，并且荧光管36重新点亮，脉冲电源电压VPS的工作循环和频率将保持在想要的值。
平滑电路47用于取样脉冲电源电压VPS以及产生表示脉冲电源电压VPS的参考信号V27。为此，脉冲电源电压VPS首先在低通滤波器中取平均值，其中低通滤波器包含电阻器48和电容器49。取得的平均值然后被分到分压器中，该分压器由电阻器50、51构成，并在积分电路中积分，其中该积分电路由电容器53和运算放大器52构成。任何大于参考值V0(它从参考电源54输入到运算放大器52)的电压被积分为参考信号V27，它由运算放大器输出。参考电压V0确定脉冲电源电压VPS的大小。将参考电压V27(见图4B)施加被取样和保持电路55。当脉冲减光控制信号V24处于低电平，并开启了荧光管36时，取样和保持电路55处于取样状态，并且参考信号V27直接被施加给比较器57。当脉冲减光控制信号V24处于高电平，并且关闭荧光管36时，取样和保持电路55处于保持状态，并在脉冲减光控制信号V24刚好从其低电平转变到高电平状态之前保持参考信号V27的值。该参考信号V27的值被保留在取样和保持电路55的输出端，并在脉冲减光控制信号V24处于高电平期间被施加到比较器57。
比较器57比较取样和保持亮度55的输出V29(见图4B)与三角波发生电路56的三角波输出V28(见图4B)的大小，并产生脉冲宽度控制信号V25(见图4D)，作为其函数。脉冲电源控制信号V25的频率由三角波V28的频率决定，而脉冲电源控制信号V25的工作循环由被积分的输出信号V27(它然后由脉冲电源电压VPS的平均值决定)的大小决定。虽然该工作循环将随着脉冲电源电压VPS的平均值的变化而变化，但它最终将引起脉冲电源电压VPS达到想要的值。
现在将参照图4A到4F，描述斩波单元44的电路工作。图4A到4F示出压电变压器逆变器41在从脉冲减光单元59输出的脉冲减光控制信号V24从其低电平变化到其高电平状态以及返回其低电平状态期间的各种输出的波形。
图4A示出了脉冲减光控制信号V24。图4B示出了三角波发生电路56的输出V28、由平滑电路47输出的参考信号V27以及取样保持电路55的输出V29、图4C示出了取样保持电路55的保持和取样状态中的变化。图4D示出了由比较器57输出的脉冲电源控制信号V25，图4E示出了脉冲电源电压VPS，图4F示出了施加在压电变压器逆变器32的输入端之间的驱动电压VD。
即使斩波单元44的脉冲电源电压VPS的平均值是零(图4E)，在由脉冲减去单元15产生的脉冲减光控制信号V24处于高电平(荧光管被关闭期间)期间，取样和保持电路55的输出V29在脉冲减光控制信号V24电压刚好升高时，也保持在平滑电路被积分的输出V27的值。在这种情况下，虽然平滑电路47的积分输出V27大于三角信号V28，占空比与脉冲减光控制信号V24处于低压期间相同的信号V29连续地从比较器57输出。因此，即使在脉冲减光控制信号V24从其高电平状态转换到其低电平状态之后的期间，转换装置45的工作循环，乃至由此脉冲减光控制信号V24的占空式并不过大(即，它足够小以避免在现有技术的系统中驱动电压VD的尖峰)。
相应地，在荧光管36的断开期间以及荧光管36接通期间之间的过渡期间，脉冲电源电压VPS的平均值并不过大，因此避免了传统实施例的问题(即，(1)施加到压电变压器32的应力大，(2)想要将具有大耐压的FET用于升压电路38的晶体管39和40)。
较好地，当取样保持电路55从取样状态转换到保持状态时，它响应于脉冲信号中的变化迅速转换，并且当它从保持状态转换到取样状态时，它以对脉冲信号的稍稍的延迟来响应。由于该时间延迟允许在使平滑电路47的输出稳定后将电路转换到取样模式，故可以进一步减小脉冲电源电压VPS的平均值的变化。
(第二实施例)
图5是电路图，示出根据本发明的第二实施例的压电变压器逆变器71的结构。在压电变压器逆变器71中，包含压电变压器32、升压电路38、频率控制电路43，以及脉冲减光电压59的结构与第一实施例中的相同。另外，斩波单元44除使用整流/平滑电路72外，与第一实施例相同。
压电变压器32驱动荧光管36，将其接通。频率控制电路43检测荧光管36的管内电流，并以如此方式改变升压电路38的驱动频率，从而当荧光管36被点亮时得到的电流值保持恒定。脉冲减光单元59允许斩波单元44以大大低于荧光管36的驱动频率的频率驱动或停止升压电路62，以避免相互干扰，并允许荧光管36间隙地切断，以便使其有效照明黯淡。另外，脉冲减光单元59控制短促脉冲串减光控制信号的占空比，以调节荧光管36的照明，起到施加到那里的减光电压的作用。如在第9-1077684号日本未审查专利申请中揭示的，较好地如此控制驱动频率，从而在短促脉冲串信号处于高压时该驱动频率不改变。
本实施例中的斩波单元44如下所述不同于第一实施例中使用的斩波单元。在这个斩波单元44中，将压电变压器32的初级电极34连接到整流/平滑电路72的输入端。由电路72检测、调整和平滑压电变压器32的驱动电压VD，并将其作为参考信号V27输入比较器57的反相输入端。整流/平滑电路72的时间常数设置得大大长于从脉冲减光电压59输出的脉冲减光控制信号V24的周期TB。
整流/平滑电路72接收输入电压，该输入电压通过二极管73被施加给压电变压器32的初级电极34中的一个，而输入电压的高频分量由电容器74消除。得到的电压由电压分压器电阻75和76分压，并输入积分电路的一个端，该积分电路包含电容器78和运算放大器77。将来自参考电源电压79的参考电压V0输入到积分电路的另一个端，并将积分电路的输出施加到比较器57的反相输入端。
按照这种方法，斩波单元44控制开关装置45的工作循环，以便允许整流/平滑电路72的输出恒定。最好将开关装置45的开关频率设置得至少为荧光管36的驱动频率的两倍。
图6描述了在脉冲串减光控制信号从低改变到高压电平，以及变回到低电平期间，逆变器71中各个点处出现的各种信号的波形。图6A示出脉冲减光单元59的输出V24，图6B示出斩波单元44的三角波发生电路56的输出V28以及由整流/平滑电路72产生的参考信号V27。图6C示出了斩波单元44的比较器57的输出V25，图6D示出脉冲电源电压VPS，而图6E示出驱动电压VD以及整流电压V30，该电压出现在二极管73的阴极。
在压电变压器逆变器71中，将整流/平滑电路72的时间常数设置的大大长于脉冲串减光控制信号的周期TB，从而即使脉冲减光控制信号V24处于高电平，整流/平滑电路72的输出V27不会马上变大(如图6B所示)，而比较器57的输出V25保持接近于其在脉冲减光控制信号V24处于低电平期间的值。结果即使脉冲减光控制信号V24从其低值变化到高值，比较器57的输出V25将具有类似于其在脉冲减光控制信号处于低压期间的占空比。因此，如同在第一实施例的情况下，即使是在脉冲减光控制信号V24从其高压值转换到其低压值的瞬间之后的过渡期间，开关装置45的占空比(以及由此的脉冲电源电压VPS的占空比)不会很大地变化，施加到压电变压器32的驱动电压VD在过渡期间不会过大。
虽然本实施例类似于第9-107684号日本未审查专利申请中揭示的电路的情况，但通过增加了制约可以得到新的优点，即，整流/平滑电路72的时间常数设置得大大长于减光信号的周期TS，从而即使在脉冲减光控制信号V24处于高压以及荧光灯泡未点亮期间，也将整流电压大致上保持恒定。
(第三实施例)图7是一个电路图，示出根据本发明的第三实施例的压电变压器逆变器81的结构。压电变压器32、升压电路38、频率控制电路43以及脉冲减光单元59的结构与第一实施例中的相同。另外，斩波单元82除使用DC-DC逆变器83外也和第一实施例中所使用的相同。
压电变压器32驱动荧光管36，使其发光。频率控制电路43检测荧光管36的管内电流，并如此改变升压电路38的驱动频率，从而当荧光管36被点亮时得到的电流值保持恒定。脉冲减光单元59以大大低于荧光管36的驱动频率的频率，间隙地驱动或停止斩波单元44，以间隙地切断荧光管36以使其亮度黯淡。此外，脉冲减光单元59根据外部产生的减光电压，控制脉冲减光控制信号V24的工作循环，以调节荧光管36的亮度。在第9-107684号日本未审查专利公告的情况下，较好地以如此的方式给出控制，从而驱动频率在短促脉冲串信号处于高电平期间不变化。
在这个实施例中，将DC-DC逆变器83插入斩波单元82的输入端和与非门58的输入端之间。DC-DC逆变器83形成降压型逆变器，以产生恒定电压(电路电源)，用于通过使电源电压VS降压，驱动控制电路部分。
更具体地说，在DC-DC逆变器83中，开关装置84和扼流线圈86串联在电源电压VS和DC-DC转换器83的输出电压Vout之间，通过电容器87连接到地。由此，当接通或者切断开关装置84时，开关装置84输出端的矩形转换脉冲由低通滤波器平滑，该低通滤波器包含扼流线圈86和电容器87。DC-DC转换器的输出电压Vout(可以用于例如给频率控制电路43提供电源)由两个分压电阻器88和89分压，然后，被分压的电压被输入到积分电路的非反相输入端，该积分电路包含电容器91和运算放大器90。被分压的电压和从参考电源92提供的参考电压V0之间的电压差在积分电路中积分，积分的结果被输入到比较器93的反相输入端。将三角波发生电路94连接到比较器93的非反相输入端，它输出三角波，其占空比根据DC-DC转换器的输出电压Vout和输入电压VS确定。因此，DC转换器输出预定的直流电压Vout，该直流电压根据与开关装置84的接通/切断状态有关的占空比，低于电源电压VS，该电压可对逆变器81的各元件供电。
DC-DC逆变器83如此设计，从而适当地选择扼流线圈86以电流连续的模式(从扼流线圈86流出的电流是连续的)驱动DC-DC逆变器83。另外，将DC-DC逆变器83的驱动频率(三角波发生电路94的输出频率)设置为至少是荧光管36的驱动频率的两倍。
另外，在开关装置84和扼流线圈86之间的中点出现的信号V31连接到斩波单元82的与非门58的输入端，同时通过二极管85接地。按照这种方式，斩波单元82通过使用矩形波信号V31，驱动开关装置45，其中DC-DC逆变器83的开关装置84将该信号输出到扼流线圈86。
在这个实施例中，DC-DC逆变器83的输出V31保持恒定，不论脉冲减光控制信号是处于高还是处于低电平；并且矩形波信号从DC-DC逆变器的开关装置84不断地输出。结果，不论脉冲减光控制信号的状态如何，通过DC-DC逆变器的开关装置84输出到扼流线圈86的矩形波信号V3 1的占空比保持恒定。斩波单元82由信号V24、V31驱动，并且即使是在脉冲减光控制信号处于高电平，并且斩波单元处于静止期间，从DC-DC转换器83发送到斩波单元82的矩形波信号V31以规定的占空比来持续。结果，由于第二实施例情况的相同的原因，即使是在脉冲减光控制信号V24已经从其高压值转换到其低压值之后的过渡期间，开关装置45的占空比不改变(以及脉冲电源电压VPS的平均值)，从而过大的平均驱动电压VD不被施加到压电变压器32。
例如在这个实施例中，当诸如CMOS或需要稳定电压的电路之类的低耐压半导体装置用于压电变压器逆变器中时，由于可以从DC-DC变换器83提供稳定的电压，故不需使用压电变压器逆变器中的另一个电源，或者从外部电源提供电压，从而可以达到电路的小型化并减小成本。另外，虽然从DC-DC变换器83消除一定量的输出电流，以允许它以连续的电流模式工作是必需的，输出电流被作为压电变压器逆变器中的电路装置(诸如驱动控制电路43)的驱动电流而被消耗，从而不浪费电耗，并可以保持高效率。
(第四实施例)图8是电路图，示出根据本发明的第四实施例的压电变压器逆变器的结构。虽然该实施例具有与第三实施例大致上相同的电路结构，第三实施例使用从斩波单元82中的DC-DC转换器的开关装置84输出到扼流线圈86的矩形波信号，而这一实施例使用从DC-DC转换器内的比较器93输出的矩形波信号，以驱动斩波单元82的开关装置45。
在这个实施例中，如第三实施例的情况下，在脉冲减光控制信号处于高电平，并且斩波单元82停止期间，开关装置45的占空比不论脉冲减光控制信号怎样都不改变，由于规定的占空比的矩形波信号被送到斩波单元82，即使在脉冲减光单元59的脉冲减光控制信号从其高压信号转换到其低压状态后的过渡期间也如此。结果，过大的平均输入电压不施加到压电变压器32。
(第五实施例)图9是示出根据本发明的第五实施例的压电变压器逆变器101的结构的电路图。在压电变压器逆变器101中，包含压电变压器32、升压电路38、频率控制电路43和脉冲减光单元59的结构与第一实施例的情况相同。
压电变压器32驱动荧光管36使其发光。频率控制电路43检测荧光管36的管内电流I1，并如此改变升压电路38的驱动频率，从而在荧光管36被点亮时得到的电流值保持恒定。脉冲减光单元59以大大低于荧光管36的驱动频率的频率间隙地驱动或停止斩波单元44，以避免与频率控制电路43的电流稳定功能干扰，由此间隙地切断荧光管36，使其亮度黯淡。另外，根据外部产生的减光电压的值，脉冲减光单元59控制脉冲减光控制信号V24的占空比，以调节荧光管36的亮度。如在第9-107684号日本未审查专利公告中的情况下，最好由如此的方法给出控制，从而驱动频率在短促脉冲串信号处于高电平时不变化。
斩波单元44和平滑电路47具有和第一实施例中相同的结构(图3)。由平滑电路47平滑的脉冲电源电压VPS在比较器57中与从三角波发生电路56输出的三角波V28比较。比较器57的输出V25直接连接到开关装置45的控制端(门)。
通过电阻器107的参考电源108、电阻器106和电容器105并联地连接到平滑电路47的比较器52的非反相输入端。电阻器104和晶体管103串联在比较器52的非反相输入端与地之间，并且将晶体管103的基极通过电阻器102连接到脉冲减光单元59的输出端。
相应地，输入到平滑电路47的比较器52的非反相输入端的参考电压V0根据从脉冲减光单元59输出的脉冲减光控制信号变化。结果，输入到平滑电路47的比较器52的非反相输入端的参考电压V0根据梯形的形状变化，这依赖于短促脉冲串信号是处于高压还是处于低压，并且斩波单元44的占空比变化，以间隙地增加或减小施加到压电变压器32的平均驱动电压VD。由此，将脉冲减光控制信号的占空比改变，起到外部产生的减光电压的作用，允许荧光管36的亮度被控制。
斩波单元44的电路工作将参照图10A到10E解释。图10示出了在从脉冲减光单元59输出的脉冲减光控制信号V24从低压变化到高压，并回到低压期间，出现在电路中的各种信号的波形。图10A示出了脉冲减光控制信号V24；图10B示出了由三角波发生电路56产生的三角波V28以及输入到平滑电路47的比较器52的参考电压V0；图10(C)示出了脉冲电源电压VPS；图10(D)示出施加给压电变压器32的驱动电压VD；并且图10(E)示出在荧光管36中流过的管内电流I1。
参照图10，将描述逆变器101的工作。当形成脉冲减光控制信号V24时，平滑电路47的参考电压V0随脉冲减光控制信号V24的形成以梯形变化。当参考电压V0减小时，斩波单元44的输出的占空比减小，并且施加到压电变压器32的驱动电压VD的平均值减小。结果，压电变压器32的输出更小，从而荧光管36无法保持发光状态，并切断。相应地，可以间隙地接通/切断。
另外，在参考电压V0变化为梯形形状，并且脉冲减光控制信号V24已经从其高压变化到其低压后的过渡期间，脉冲电源电压VPS的工作循环逐渐增加。由此，即使有斩波单元44的控制延迟，斩波单元44的占空比也不过大，由此过大的平均驱动电压不被施加给压电变压器32。
虽然本实施例已经示出了一个例子，其中在短促脉冲串信号处于高压期间产生斩波单元44的一定量的平均输出，可以在短促脉冲串信号处于高压时，将斩波单元44的输出设置为零伏特。
在所述实施例中，在荧光管首先被点亮期间，驱动电压VD的大小变化被抑制。较好地，抑制足够防止驱动电压VD的大小超过其正常值大于30％。
虽然已经揭示了本发明的较佳实施例，实现这里所揭示了的原理的各种模式是在下面的权利要求的范围内。因此，应该知道，本发明的范围只由所述权利要求限制。
权利要求
1.一种压电变压器逆变器，其特征在于包含压电变压器，用于将其初级电极之间施加的交流电压转换为提供给连接到压电变压器的次级电极的负载的交流驱动电流；驱动频率控制电路，用于控制驱动电流的频率，从而负载电流保持大体恒定；斩波单元，用于通过截断施加到负载的输入电压，提供至少是提供给负载的负载电流的频率两倍的交流的脉冲电源电压，并通过改变脉冲电源电压的工作循环，控制脉冲电源电压的平均值；及减光单元，用于通过间隙地截止斩波单元的工作，间隙地截止驱动频率控制电路，所述斩波单元以小于驱动电流频率的频率被间隙地截止；其中具有允许斩波电路执行斩波工作的占空比的信号在斩波电路中，当减光电路间隙地截止斩波电路期间持续。
2.如权利要求1所述的压电变压器逆变器，其特征在于斩波单元具有开关装置，用于驱动或停止斩波单元；及其中开关装置由具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号接通和切断，并且开关装置和具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号由减光单元的输出值连接或断开。
3.一种压电变压器逆变器，其特征在于包含压电变压器，用于执行施加在初级电极的交流电压的电压转换，以提供给连接到次级电极的负载；驱动频率控制单元，用于在通过变化压电变压器的驱动频率驱动负载过程中，控制负载电流；斩波单元，用于以至少是驱动频率的两倍的频率，截断提供到驱动频率控制单元中的输入电压，并用于通过改变斩波工作的占空比，控制施加到驱动频率控制单元的平均输入电压；及减光单元，用于通过以小于压电变压器的驱动频率的频率，间隙地停止斩波单元的工作，来间隙地停止驱动频率控制单元；其中当斩波单元通过减光单元，从停止状态改变到驱动状态时，允许斩波单元执行斩波工作的占空比设置得逐渐增加。
4.一种通过间隙接通或切断所述光源，使光源黯淡的处理，包含步骤产生具有不同工作循环的脉冲电源控制信号，所述脉冲电源控制信号既在所述光源接通时产生，也在所述光源关闭时产生；产生表示时间周期的脉冲减光控制信号，其中所述光源被接通或关闭，所述脉冲减光控制信号具有以所述光源所需减光值的函数变化的不同工作循环，所述脉冲减光控制信号的频率不大于所述脉冲电源控制信号的所述频率的一半；产生驱动电压作为所述脉冲电源控制信号和所述脉冲减光控制信号的函数，并将所述驱动电压施加给压电变压器的至少一个初级电极，它将所述驱动电压转换为驱动电流，该驱动电流被施加给所述光源，所述驱动电压以所述脉冲减光控制信号的函数接通和切断，从而所述光源交替接通和切断。
5.如权利要求4所述的处理，其特征在于所述驱动电压是如此产生的通过截断输入电源电压，产生脉冲电源电压，起到所述脉冲电源控制信号和所述脉冲减光控制信号作用；及产生所述驱动电压，起到所述脉冲电源电压的作用。
6.如权利要求5所述的处理，其特征在于所述脉冲电源控制信号的所述工作循环以一种方式变化，这种方式不管所述电源电压中的变化如何，都使所述驱动电压的值保持恒定。
7.如权利要求5所述的处理，其特征在于所述输入电源电压由被接通和切断的电子开关截断，起到所述脉冲电源控制电压和所述脉冲减光控制信号的作用。
8.如权利要求5所述的处理，其特征在于产生所述脉冲电源控制信号的所述工作循环，起到表示所述脉冲电源电压大小的参考信号的作用。
9.如权利要求8所述的处理，其特征在于还包含防止所述参考信号的值在所述脉冲电源电压未产生期间变化的步骤。
10.如权利要求9所述的处理，其特征在于所述防止步骤是使用取样和保持电路实现的，其中所述取样和保持电路在所述脉冲电源电压产生期间取样所述参考信号的值，并在不产生所述脉冲电源电压期间保持该值。
11.如权利要求5所述的处理，其特征在于产生所述脉冲电源控制信号，起到参考信号的作用，所述参考信号表示所述驱动电压的大小。
12.如权利要求1 1所述的处理，其特征在于还包含防止所述参考信号的值在不产生脉冲电源电压期间变化的步骤。
13.如权利要求12所述的处理，其特征在于所述防止步骤是使用平滑电路实现的，其中所述平滑电路抑制所述参考信号中的变化。
14.一种用于通过接通和切断所述光源，使光源黯淡的设备，其特征在于所述设备包含压电变压器，将施加到其初级电极中的至少一个的驱动电压转换为施加到所述光源的电流；电子开关，通过截断输入电源电压，起到具有改变的工作循环的脉冲电源控制信号以及表示光源接通和切断的时间周期的脉冲减光控制信号的作用，通过脉冲电源电压，其中所述脉冲减光控制信号具有改变的工作循环，所述工作循环改变，起到所述光源需要的减光值的作用，所述脉冲减光控制信号频率不大于所述脉冲电源控制信号的所述频率的一半；升压电路，接收所述脉冲电源电压，并间隙地产生所述驱动电压，起到其间隙地接通或切断所述光源的作用；控制电路，产生所述脉冲电源控制信号以及所述脉冲减光控制信号。
15.如权利要求14所述的设备，其特征在于所述控制电路产生所述脉冲电源控制信号，起到参考信号的作用，所述参考信号表示所述脉冲电源电压的大小。
16.如权利要求15所述的设备，其特征在于所述控制电路防止所述参考信号的值在不产生所述脉冲电源电压期间改变。
17.如权利要求16所述的设备，其特征在于所述控制电路使用取样和保持电路，防止所述参考信号的改变，其中所述取样和保持电路在产生所述脉冲电源电压期间取样所述参考信号的值，并在不产生所述脉冲电源电压期间保持该值。
18.如权利要求14所述的设备，其特征在于所述控制电路产生所述脉冲电源控制信号，起到参考信号的作用，所述参考信号表示所述驱动电压的大小。
19.如权利要求18所述的设备，其特征在于所述控制电路防止所述参考信号在产生所述脉冲电源电压期间改变。
20.如权利要求19所述的设备，其特征在于所述控制电路使用一种所述参考信号中抑止改变的平滑电路，防止所述参考信号的值在不产生所述脉冲电源电压期间改变。
21.如权利要求14所述的设备，其特征在于产生所述脉冲电源控制信号，起到所述输入电源电压的作用。
全文摘要
本发明提供了一种压电变压器逆变器,包含压电变压器,用于执行施加在初级电极之间的交流电压的电压转换,以提供给连接到次级电极的负载;驱动频率控制单元,用于通过改变压电变压器驱动频率,在负载驱动时控制负载电流;斩波单元,用于以驱动频率两倍或更高倍的频率截断提供到驱动频率控制单元中的输入电压,并通过改变斩波工作的占空比,控制施加到驱动频率控制单元中的平均输入电压;减光单元,用于以小于压电变压器的驱动频率的频率,间隙地停止斩波单元的工作,来间歇地停止驱动频率控制单元,其中即使在减光单元间隙地停止斩波单元期间,具有允许斩波单元执行斩波工作的占空比的信号在斩波单元中持续。
文档编号H05B41/282GK1249654SQ9912071
公开日2000年4月5日 申请日期1999年9月21日 优先权日1998年9月21日
发明者野间隆嗣, 俊成恭治, 森岛靖之 申请人:株式会社村田制作所