专利名称：具有低功率因数的双向可控硅紧凑型调光荧光灯的利记博彩app
技术领域：
本发明一般涉及用于给一个或多个灯提供功率的镇流器，镇流器包括输入级，它与干线耦合；输出级，它包括逆变器，并与输入级耦合，以把功率提供给一个或多个灯；和反馈电路，它耦合在输出级和输入级之间，将输出级产生的信号反馈给输入级，反映跨接在一个或多个灯上的电压。
本发明还涉及紧凑型荧光灯。
普通的紧凑型荧光灯包括给灯提供功率的镇流器。镇流器一般位于灯座内。为了满足有限空间的要求，期望限定用于功率因数校正所需的镇流器部件数。在没有功率因数校正的情况下，紧凑型荧光灯将在约0.5的功率因数下工作。对紧凑型荧光灯还有可调光的强烈要求，也就是说，能够调整由灯产生的光等级。特别期望由双向可控硅调光器控制紧凑型荧光灯的可调光。
功率因数约为0.5的紧凑型荧光灯基本上从A.C.干线即从大致在线路电压峰值的每半周期内按峰值拉出电流。在每半周期期间从A.C.干线中不拉出电流。但是，双向可控硅调光器不能有效地调整仅从A.C.干线中按峰值拉出电流的紧凑型荧光灯。双向可控硅调光器需要一个流过它的闭锁电流使其导通和一个流过它的保持电流使其维持导通。因此，用于控制功率因数约为0.5的紧凑型荧光灯的光输出的双向可控硅调光器仅在电流峰值期间导通，并在电流峰值后立即被截止。为了使双向可控硅调光器有效地控制紧凑型荧光灯的光输出，在A.C.干线的每半周期期间的大部分时间周期内，电流应该经双向可控硅调光器拉出。通过增加紧凑型荧光灯的功率因数，在A.C.干线的每半周期期间的大部分时间周期内，电流可经双向可控硅调光器拉出。例如在美国专利No.5313142中披露的那样，有高功率因数的紧凑型荧光灯对镇流器整流器的输入端提供高频信号反馈。随着功率因数的增加，特别是在功率因数接近1.0时，需要更大尺寸的部件以控制增加的功率电平。因有限空间的要求，更大尺寸的部件难以安装在紧凑型荧光灯内。
因此，要求提供改善的双向可控硅调光紧凑型荧光灯。改善的双向可控硅调光紧凑型荧光灯应该有低功率因数，从而使对大的尺寸部件的需求最小化。
因此，在开篇中所述的镇流器的特征在于，输出级包括至少有两个在其间形成接点的部件的分压器网络，分压器的相应端连接逆变器的相应端，接点连接反馈电路。
反馈电路在A.C.干线的每半周期期间增加由紧凑型荧光灯拉出的电流。与没有功率因数校正的普通紧凑型荧光灯相比，分压器这样选定尺寸，即本发明的镇流器从A.C.干线中拉出足够的电流，以便由双向可控硅调光器进行可调光控制。但是，通过反馈电路的功率因数校正仍然较低。其优点在于，在标准的紧凑型荧光灯座内，在基本不增加镇流器部件所需面积的情况下，可以满足从反馈电路产生的增大电流的要求。
分压器网络最好与一个或多个灯并联。
本发明第一方案的特征在于，输入级包括倍压器和整流器。输出级一般包括由至少两个部件局部形成的谐振电路。
另一方面，本发明镇流器中的分压器可设有这样的尺寸，即选择反馈电路反馈的功率量，以便相对于一个或多个灯的特定灯电压，镇流器产生较少量的THD，并且镇流器的功率因数相当高。换句话说，在灯电压值的范围内，使功率反馈量最佳化，以便借助选定分压器网络的尺寸使THD最小。
因此，本发明的目的在于提供有分压器和产生少量THD的反馈电路的镇流器。
本发明的目的还在于提供具有低功率因数的改善的双向可控硅可调光紧凑型荧光灯。
本发明的另一目的在于提供具有用于增加电流需用量的反馈电路的改善的双向可控硅调光紧凑型荧光灯。
本发明的再一目的在于提供对大尺寸镇流器部件的需求最少的改善的双向可控硅调光紧凑型荧光灯。
本发明的其它目的和优点中将会部分地显而易见，部分地从说明书变得更明显。
为了进一步理解本发明，必须参照下列附图，其中
图1是表示本发明的双向可控硅可调光紧凑型荧光灯的方框图2是表示图1所示的双向可控硅调光器的示意图；图3是表示紧凑型荧光灯的示意图；图4是表示作为图3的驱动控制电路的集成电路的逻辑方框图；和图5是表示图3所示的施密特触发器的示意图。
如图1所示，通过从用A.C.电源20表示的A.C.电源干线经双向可控硅调光器30给紧凑型荧光灯(CFL)10供电。紧凑型荧光灯10包括衰减电磁干扰(EMI)滤波器40、辅助电源45、整流器/倍压器50、调光接口55、逆变器60、驱动控制电路65、负载70和反馈电路90。作为CFL10的镇流器输出的逆变器60的输出与负载70连接。负载70包括灯85和由变压器T的初级绕组75及多个电容器80、81和82构成的谐振电路。衰减EMI滤波器40极大地衰减由逆变器60产生的谐波(即振荡)。整流器/倍压器50整流由A.C.电源20提供的正弦波电压，产生带有波纹的D.C.电压，该电压被升高并制成提供给逆变器60的基本恒定的D.C.电压。除灯负载70之外的紧凑型荧光灯10的那些部分通常被组合在一起，并称为用于对灯负载70提供电源的镇流器。
根据期望的照度水平，以变化的开关频率由驱动控制电路65驱动逆变器60。用逆变器60将D.C.电压转换成施加给负载70的方波电压波形。通过分别增加和减少该方波电压波形的频率可以增加和减少灯照度水平。
由双向可控硅调光器30设定灯照度的期望水平，通过调光接口55连接驱动控制电路65。功率反馈电路90将来自谐振电路的功率部分反馈给倍压器，仅在点火后产生维持双向可控硅导通所需的最小功率因数校正。当逆变器60的干线电压瞬间下降满足负载要求时，辅助电源45将电功率提供给驱动控制电路65，以把增加的功率提供给驱动控制电路65。
如图2所示，双向可控硅调光器30通过一对干线21和22跨接在A.C.电源20上。双向可控硅调光器30包括通过电感器32和可变电阻33的串联组合充电的电容器31。双向击穿二极管34连接双向可控硅35的栅极。当电容器31上的电压达到双向击穿二极管34的击穿电压时，双向可控硅35导通。将电流(即双向可控硅35的闭锁电流)通过电感器32和双向可控硅35施加在CFL10上。在60Hz1/2波形结束时，双向可控硅35中的电流水平下降至其保持电流(即保持双向可控硅35导通所需的最小阳极电流)以下。双向可控硅35截止。触发角，即在双向可控硅35首次导通时的0和180度之间的角度可由改变可变电阻33的电阻值来调整。可变电阻33可以是一个电位器，但不局限于此。由双向击穿二极管34的击穿电压限定最大触发角。电感器32限定di/dt的上升和下降时间，因此，保护双向可控硅35避免电流瞬间的变化。电容器36起到缓冲器的作用，特别是在双向可控硅35和CFL10之间的布线长度过长时防止闪烁。用电容器36旁路由电感和与这种长布线有关的寄生电容产生的谐波。因此，双向可控硅36的电流水平和双向可控硅36的工作不受双向可控硅35和CFL10之间布线长度的影响。避免通过这种谐波的灯85的闪烁。
双向可控硅调光器30有由CFL10限定或相对于CFL10限定的两个最小的调光置位。第一调光置位(即最小的导通调光置位)是可使灯85导通的最低调光置位。第二最小调光置位(即最小稳定状态调光置位)可在灯85达到其稳定状态工作后工作，该置位的切入角大于最小导通调光置位时的切入角。为了确保工作无闪烁，在最小导通调光置位时的预热期间，由CFL10拉出的电功率必须大于最小导通和最小稳定状态之间置位的稳定状态工作期间拉出的电功率。预热期间最小导通调光置位时与双向可控硅调光器30组合的CFL10将比预热后拉出更多的电流，从而CFL10可完成预热操作，以稳态模式工作。
如图3所示，衰减EMI滤波器40包括电感器41、一对电容器42和43及电阻44。构成缓冲器的电阻44和电容器43串联跨接在衰减EMI滤波器的输出端上。当双向可控硅35导通时，该缓冲器衰减由EMI滤波器40产生的振荡。如果由电阻44和电容器43构成的缓冲器未进行衰减，那么这些振荡将使流过双向可控硅35的电流水平下降至其保持电流以下，导致双向可控硅35截止。电阻44和电容器43还提供避免60Hz功率的滤波器40的大消耗的通路。
构成级联半波倍压器整流器的整流器和倍压器包括一对二极管D1和D2以及一对电容器53和54。二极管D1和D2整流由衰减EMI滤波器提供的正弦电压，产生带有波纹的D.C.电压。电容器53和54一起作为缓冲电容器，使整流的正弦电压增大成基本恒定的D.C.电压提供给逆变器60。
电容器51和一对二极管D3和D4从下面要说明的谐振电路中产生高频功率反馈信号。高频功率反馈信号在60Hz波形的正半周期期间在导通和非导通状态之间开关二极管D1和D3。同样地，高频功率反馈信号在60Hz波形的负半周期期间在导通和非导通状态之间开关二极管D2和D4。由谐振电路(即绕组75和电容器80、81及82)产生的功率反馈通过双向可控硅35将电流水平维持在其保持电流以上。在60Hz、1/2周期的大部分(即约大于0.5毫秒)期间可维持双向可控硅35的导通。
调光接口55提供在EMI滤波器40的输出端和驱动控制电路65之间的接口。双向可控硅35的触发角度，即切入角表示期望的照度水平。调光接口55将切入角转换(即将双向可控硅35的导通脉冲宽度转化)成与驱动控制电路65内的集成电路(IC109)的DIM管脚一致的成比例的平均整流电压(即可调光信号)，并提供给驱动控制电路65内的集成电路(IC109)的DIM管脚。
调光接口55包括多个电阻56、57、58、59和61；电容器62、63和64；二极管66和齐纳二极管67。IC109参考电路地电位。但是，IC109的DIM管脚上施加的由调光接口55采样的电压被移动一个DC成分。该DC成分等于倍压器的缓冲电容器电压的一半，即跨接在电容器54上的电压。电容器62滤除该DC成分。电容器62在尺寸上相当大，以适应干线频率。一对电阻56和57形成分压器，它与齐纳二极管67一起确定在产生可调光信号过程中施加的比例因数。电阻56和57还为电容器62提供放电通路。由齐纳二极管67的齐纳电压降低DIM管脚上施加的平均整流电压。因此，齐纳二极管67限定了DIM管脚上施加的最大平均整流电压(对应于全光输出)。由不同的双向可控硅调光器的最小切入角的差产生的最大平均整流电压的变化被齐纳二极管67限定在可由IC109表达的电压范围内。换句话说，齐纳二极管67产生对应于可调光信号最大电平的最小切入角(例如，25-30度)。
齐纳二极管67还限定60Hz波形正半周期期间双向可控硅35的最大触发(切入)角(例如，限定到约150度)。根据对电阻56和57选择的值和齐纳二极管67的击穿电压调整触发角。在某个触发角(例如，约150度)以上，总线101的干线电压过低，以至在管脚VDD上不能产生足以驱动IC109的电压。因此，逆变器60不能工作，灯85保持不发光。
大多数双向可控硅调光器有对应于全光输出的20至30度的最小点火(切入)角。在这些小切入角时，将最大平均整流电压施加在电容器64上。多个电阻56、57、58和59及齐纳二极管67对调光曲线有影响，尤其是确定灯85提供全光输出时的最大触发角。也就是说，电阻56、57、58和59及齐纳二极管67根据双向可控硅35选择的触发角确定由IC109的DIM管脚检测的平均整流电压。由电阻61和电容器64提供用于平均整流电压的电路。电容器63滤除电阻61和电容器64上施加的信号的高频成分。
在60Hz波形的负半周期期间，二极管66将平均电路(电阻61、电容器64)上施加的负电压限定在二极管压降(例如，约0.7伏)。在另一实施例中，可用齐纳二极管66’代替二极管66，以改善调节率。齐纳二极管66’对DIM管脚上施加的电压进行箱位，以根据电压的占空系数而不是依据平均整流电压确定期望的光等级。例如，当把切入角设定为约30度达到灯85的最大光输出时，占空系数应该对应于稍微低于50％。随着切入角增加，为了减小灯85的光输出，应该减小占空系数。
逆变器60构成半桥，包括B+(干线)总线101，清零总线102(即电路地电位)，一对开关(例如，功率MOSFET)100和112，开关串联连接在总线101和总线102之间。开关100和112一起连接在接点110上，一般被认为形成推挽式电路输出配置。作为开关100和112的MOSFET分别有一对栅极G1和G2。一对电容器115和118一起连接在接点116上，串联连接在接点110和总线102之间。齐纳二极管121并联连接电容器118。二极管123连接在IC109的管脚VDD和总线102之间。
绕组75、电容器80、电容器81和隔直流电容器126一起连接在接点170上。变压器T的一对次级绕组76和77耦合初级绕组75，用于在预热工作期间和按小于最大光输出控制灯负荷85时施加跨接在灯85的灯丝上的电压以调整后者。电容器80、82、118、齐纳二极管121、开关112和电阻153都连接电路地电位。灯85、电阻153和电阻168在接点88上连接在一起。一对电阻173和174串联连接在接点175和将灯85和电容器126连接在一起的接点之间。电容器81和82串联连接，并连接在接点83上。整流器和倍压器50的电容器51连接在接点83上。电阻177连接在接点175和电路地电位之间。电容器179连接在接点175和接点184之间。二极管182连接在接点184和电路地电位之间。二极管180连接在接点184和接点181之间。电容器183连接在接点181和电路地电位之间。
驱动控制电路65包括IC109。IC109包括多根管脚。管脚RIND连接接点185。电容器158连接在接点185和电路地电位之间。一对电阻161和162以及电容器163串联连接在接点185和接点116之间。在管脚RIND上的输入电压反映流过绕组75的电流水平。首先，通过对跨接在变压器T的次级绕组78上的电压进行采样获得流过绕组75的电流。然后，由电阻161和电容器158形成的积分器积分与跨接在绕组75上的电压成比例的采样电压。提供给管脚RIND的积分采样电压表示流过绕组75的电流。通过对绕组78的电压首先采样和然后积分来再现流过绕组75的电流，产生比检测流过谐振电感器电流的常规方法(例如，检测电阻)小得多的功率损耗。此外，由于该电流分离在灯85、谐振电容器80、81、和82以及功率反馈线87之间，所以用其它方法再现流过绕组75的电流也十分困难。
VDD通过电阻103连接线路22，提供用于驱动IC109的启动电压。管脚LI1经电阻168连接在接点88上。管脚LI2经电阻171连接在电路地电位上。管脚LI1和LI2上输入的电流之间的差反映流过灯85的检测电流。在经电阻189连接接点181的管脚VL上的电压反映灯85的峰值电压。通过电阻195和电容器192的并联RC网络以及电阻193和电容器194的串联RC网络，从CRECT管脚流入电路地电位的电流反映灯85的平均电功率(即灯电流和灯电压的积)。下面更详细说明的任选外部D.C.偏置包括VDD和电阻199的串联组合，该组合产生经电阻195流入电路地电位的D.C.偏置电流。
电容器192用于提供跨接在电阻195上的已滤波的D.C.电压。电阻156连接在管脚RREF和电路地电位之间，用于设置IC109内的基准电流。在CF管脚和电路地电位之间连接的电容器159设定下面详细说明的电流控制振荡器(CCO)的频率。在管脚和电路地电位之间连接的电容器165被用于如下说明的预热周期和非振荡/备用模式的定时。GND管脚直接连接电路地电位。一对管脚G1和G2分别直接连接开关100和112的门极G1和G2。直接连接接点110的管脚S1表示在开关100的源极上的电压。管脚FVDD经电容器138连接在接点110上，表示用于IC109的浮动电源电压。
如下是逆变器60和驱动控制电路65的工作。最初(即启动期间)，随着电容器157根据电阻103和电容器157的RC时间常数被充电，开关100和112分别处于非导通和导通状态。流入IC109管脚VDD的输入电流在该启动阶段期间保持低电平(低于500微安)。连接在接点110和管脚FVDD之间的电容器138充电至近似等于VDD的相对恒定的电压，用作开关100的驱动电路的电压源。当跨接在电容器157上的电压超过电压导通阈值(例如，12伏)时，随着开关100和112在远大于由绕组75和电容器80、81及82确定的谐振频率之上的频率上来回在其导通的非导通状态之间转换，IC109就进入其工作(振荡/开关)状态。
一旦逆变器60开始振荡，IC109就最初进入预热周期(即预热状态)。接点110依据开关100和112的转换状态在约0伏和总线101上的电压之间变化。电容器115和118用于缓慢降低接点110上电压的上升和下降速率，由此降低转换损耗和由逆变器60产生的EMI电平。齐纳二极管121在接点116上产生脉动电压，该电压由二极管123施加在电容器157上。于是，产生供给IC109的管脚VDD的较大的工作电流，例如10-15毫安的电流。电容器126用于阻挡施加给灯85的D.C.电压成分。
在预热周期期间，灯85处于非点火状态，也就是说，在灯85内还没有建立电弧。由电阻156和电容器159以及开关100和112的反向二极管导通时间设定约100kHz的IC109的初始工作频率。IC109按设定在IC内部的速率即刻降低工作频率。频率持续下降，直至跨接在由电阻161和电容器158形成的RC积分器上的峰值电压在RIND管脚上被检测为等于-0.4伏(即负峰值电压等于0.4伏)。调整开关100和112的转换频率，以保持由RIND管脚检测的电压等于-0.4伏，该电压在接点110上产生约80-85kHz的相对恒定的频率(定义为预热频率)。相对恒定的RMS电流流过绕组75，通过耦合流到绕组76和77上，它允许灯85的灯丝(即阴极)被充分地预处理以随后进行灯85的点火，并维护灯的长寿命。由电容器165设定预热周期的持续时间。当电容器165的值为零时(即断开)，未有效地进行灯丝的预热，导致灯85的瞬间开始工作。
在预热工作结束时，由于由电容器165来确定，所以管脚VL假设为低逻辑电平。管脚VL在预热期间为高逻辑电平。IC109此时从其预热时的转换频率按设定在IC109内部的速率接近无负荷谐振频率(即绕组75和电容器80、81和82在灯85点火前的谐振频率，例如60kHz)向下开始扫描。随着转换频率接近谐振频率，灯85上的电压迅速上升(例如，600-800伏的峰值)，一般足以使灯85点火。一旦灯被点火，流过的电流从几毫安上升至几百毫安。根据分别与电阻168和171成比例的在其之间的电流差，在管脚LI1和LI2上检测等于灯电流的流过电阻153的电流。利用由二极管182和电容器183构成的峰-峰检测器在接点181上产生与峰-峰灯电压成比例的D.C.电压从而检测由电阻173、174和177的分压器组件标定的灯85的电压。把接点181上的电压通过电阻189转换成流入管脚VL的电流。
利用管脚LI1和LI2之间不同的电流在IC109内使流入管脚VL的电流成倍增加，产生从管脚CRECT馈送给电容器192和电阻195的并联RC网络以及电阻193和电容器194的串联RC网络的已整流的A.C.电流。这些并联和串联RC网络将A.C.整流电流转换成与灯85的功率成比例的D.C.电压。通过包含在由IC109内的反馈电路/环，使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压。从而可进行灯85消耗功率的调整。
由DIM管脚上的电压设定灯85期望的照度水平。反馈环包括下面要详细说明的灯电压检测电路和灯电流检测电路。依据该反馈环调整半桥逆变器60的转换频率，从而使CRECT管脚电压等于DIM管脚上的电压。CRECT电压在0.5和2.9伏之间变化。无论DIM管脚上的电压上升到2.9伏以上还是下降到0.5伏以下，该电压在内部分别被箱位在2.9伏或0.5伏。通过可调光的相位角产生供给DIM管脚的信号，在该相位角调光中，A.C.输入线路电压的一部分相位被截止。通过施加在DIM管脚上的调光接口55，将输入线路电压的切入相位角转换成D.C.信号。
当灯85点火时，CRECT管脚上的电压为零。随着灯电流上升，与灯电压和灯电流的积成比例的CRECT管脚上产生的电流使电容器192和194充电。逆变器60的转换频率减小或增加，直至在CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压。当将可调光水平设定到最大(100％)光输出时，电容器192和194被允许充电至2.9伏，因此CRECT管脚电压利用反馈环升至2.9伏。在电压上升期间，后面更详细说明的反馈环被断开。一旦CRECT管脚电压达到约2.9伏，反馈环就接通。同样，当将可调光水平设定为最小光输出时，电容器192和194被允许充电到0.5伏，从而CRECT管脚电压利用反馈环上升至0.5伏。一般来说，DIM管脚上的0.5伏对应于最大光输出的10％。为了进一步调光降至最大光输出的1％，可以采用否则不需要的由电阻199提供的外部偏置，以使DIM管脚上的0.5伏对应于最大光输出的1％。当把调光级设定成最小光输出时，在反馈环接通前，CRECT电容器充电至0.5伏。
被设置成在点火时可调光的常规灯通常出现点火闪烁。在点火后通过将功率的高电平提供给灯较长的和不必要的时间(例如，达几秒)，会产生在期望照度水平以上的光闪烁。在该方式中，常规的紧凑型荧光灯点火方案确保了灯的成功点火。而按照本发明，会使点火闪烁最小。对于低可调光点火之后强光条件的持续时间设定很短，并且不期望的光闪烁的视觉影响最小。通过使用反馈环，在点火发生后，立刻降低供给灯85的功率电平从而基本避免点火闪烁。
在汞灯中，当汞齐温度超过预定水平时，灯电压严重下降。汞蒸汽压力下降导致灯电压下降。在这种条件下，灯功率的调整将产生非常高的灯电流，随后使灯电极被破坏，并缩短灯寿命。
按照本发明，通过在接点181上固定最小电压，等于VDD管脚电压减去二极管186的电压降，来维持灯电流的适当水平。由二极管182和电容器183构成的峰-峰检测器检测用电阻173、174和177的分压器组合定标的灯85的电压，在接点181上产生与峰-峰灯电压成比例的D.C.电压。
接点181上的电压维持在VDD管脚电压减去二极管186电压降的电压上，该电压通过电阻189被转换成流入管脚VL的电流。由于IC109调整灯功率，并通过固定采样的灯电压为最小值，所以灯电流被限定在合适的最大值。
设有由变压器T的次级绕组78、电阻162和电容器163形成的辅助电源，以避免闪烁。因管脚VDD上的电压电平下降到驱动IC109所需的最小阈值以下引起的IC109的瞬间截止会造成闪烁。当接通灯85时，CFL10拉出更多的电流，这造成总线101提供的电压瞬间下降。由于管脚VDD上的电压取决于由总线101提供的电压，所以在该最小阈值以下的管脚VDD上电压电平的瞬间下降将导致闪烁。
辅助电源补充主电源。由齐纳二极管121构成的主电源对电容器157提供脉动电压以对后者充电。由电容器157设定VDD管脚电压，该电压等于跨接在电容器157上的电压。辅助电源在预热之后而非预热期间提供整流电压，经电阻162、电容器163和二极管123将耦合到绕组78上的该电压施加在管脚VDD上。辅助电源对管脚VDD提供DC偏置，该偏置确保管脚VDD上的电压保持约10伏以上的最小阈值以驱动IC109。从而避免因随着灯85被接通而增加的负荷导致的灯85产生的光的瞬间中断(即闪烁)。
从接点83沿功率反馈线路87至将二极管D2、D4和电容器51连接在一起的接点，将功率反馈给整流器/倍压器50。为了降低整流器/倍压器50提供给灯85的过高电压和增加在点火期间和可调光条件下的电流量，由谐振电路的电容器81和82表示的电容量已分解在其间。反馈电流仅流过电容器81并取决于电容器81与电容器82之比。电容器81与电容器82之比取决于灯电压(即跨接灯85的电压)与线路电压(即A.C.电源20的电压)之比。
当线路电压为正时，二极管D1和D3导通。当线路电压为负时，二极管D2和D4导通。在主线路电压(即来自A.C.电源20的电压)的各半周期的峰值部分期间，没有来自电容器81的高频反馈作用。也就是说，主线路的各半周期的峰值部分期间的电压大于接点83上的电压，从而由二极管D2和D4阻挡反馈给整流器/倍压器50的高频部分。
电容器51是隔直流电容器，相对于来自电容器81的高频反馈作用电连接连接二极管D1和D3的接点和连接二极管D2和D4的接点。因此，相对于主线路电压的正和负的两个半周期，电容器51确保高频反馈作用相同(即对称)。反馈量依据主线路电压和可调光设定变化。电容器81和82相对于反馈给整流器/倍压器50的高频功率有效地与灯85并联。反馈给整流器/倍压器50的功率反映跨接在灯85上的电压。
功率反馈电路有助于允许CFL10在功率因数远小于1.0(例如，0.7)下工作。当功率因数约为1.0时，在逆变器60和负荷70内元件上的应力远大于低功率因数时的应力。功率反馈电路将功率因数上升到足以达到维持双向可控硅35导通所需的约0.7的最小水平。
下面，参照图4，IC109包括功率调整和可调光控制电路250。管脚LI1和LI2之间的差分电流施加在有源整流器300上。有源整流器300采用带有内部反馈的放大器全波整流A.C.波形而不是采用二极管电桥，以避免通常与二极管有关的任何电压降。根据有源整流器300的输出，电流源303产生表示流过灯85电流的整流电流ILDIFF，该电流作为提供给电流倍增器306的两个输入的其中之一。
在预热期间，P沟道MOSFET331导通，N沟道MOSFET332截止，以把VL管脚的电位拉到管脚VDD的电位。在预热周期(例如，持续时间为1秒)末端，P沟道MOSFET331截止，N沟道MOSFET332导通，以允许功率调整和进行逆变器60的可调光控制操作。在预热周期后的电流流过VL管脚和N沟道MOSFET332，并由电阻333标定。响应于来自VL管脚的标定电流的电流源(即电流放大器)336产生电流信号IVL。电流箝位电路309限定反馈给乘法器306的另一输入端的电流信号IVL的最大电平。电流源309输出响应于乘法器306输出的电流ICRECT，该电流反馈给CRECT管脚和误差放大器312的非反相输入端。如图3所示，与电阻193和电容器194的串联组合并联的电容器192和电阻195的并联网络将CRECT管脚上的A.C.整流电流转换成D.C.电压。
再次参照图4，DIM管脚上的D.C.电压施加在电压箝位电路315上。电压箝位电路315将CRECT管脚上的电压限定在0.3伏至3.0伏之间。把电压箝位电路315的输出施加在误差放大器312的反相输入端上。误差放大器312的输出控制流过电流源345的电流IDIF的值。电流比较器348将电流IDIF与基准电流IMIN和电流IMOD进行比较，并输出最大幅度的电流信号。由开关电容积分器327控制IMOD电流。由电流比较器348输出的电流提供控制信号，该信号确定VCO318振荡的振荡(开关)频率。当灯点火时，CRECT管脚电压和IDIF电流为零。比较器348的输出从IMIN、IDIF和IMOD中选择最大电流，此时为IMOD。随着CRECT管脚电压提高到DIM管脚电压，IDIF电流增加。当IDIF电流超过IMOD电流时，比较器348的输出等于IDIF电流。
反馈环聚集在误差放大器312附近，在使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压中，在IC109的内部和外部包括许多元件。当DIM管脚上的电压低于0.3伏时，0.3伏的D.C.电压就施加在误差放大器312的反相输入端上。当DIM管脚上的电压超过3.0伏时，3.0伏的电压就施加在误差放大器312上。施加在DIM管脚上的电压应该在0.3伏至3.0伏的范围内，并包括0.3伏和3.0伏，以便在灯85的最大和最小光等级之间达到10∶1的期望比例。由电流箝位电路339箝制对倍增器306的输入，以提供适当比例的电流输入到倍增器306中。
响应于比较器348的输出，CCO318的频率控制半桥式逆变器60的开关频率。比较器348在预热和点火扫描期间将IMOD电流提供给CCO318。比较器348在稳态工作期间对CCO318输出IDIF电流。在比较器348进行输出时，响应IMIN电流的CCO318限定最小开关频率。最小开关频率还取决于电容器159和电阻156，它们分别在管脚CF和RREF上连接在IC109外部。当CRECT管脚电压与DIM管脚电压相同时，逆变器60进入闭环工作。误差放大器312调整由比较器348输出的IDIF电流，以保持CRECT管脚电压大约等于DIM管脚电压。
在确定逆变器60是否处于或近似电容工作模式时，谐振电感器电流检测电路监视用RIND管脚上的信号表示的谐振电感器的电流。当流过绕组75的电流产生跨接于开关112的电压时，逆变器60就处于电容工作模式。在电容工作模式附近，流过绕组75的电流接近但还未在开关112上严生电压。例如，假设依据绕组75和电容器80、81及82的谐振频率约为50kHz，那么当流过绕组75的电流延迟于开关112上的电压但在约1毫秒内时，会出现近似电容工作模式。
电路364还检测是否发生开关100或110的正向导通或体二极管导通(从衬底至漏极)。由谐振电感器电流检测电路364产生的信号IZEROb，也就是说，在触发器370的Q输出端上产生的信号IZEROb处于在开关100或112正向导通时的高逻辑电平和在开关100或112的体二极管导通时的低逻辑电平。信号IZEROb施加在CCO318的IZEROb管脚上。当信号IZEROb处于低逻辑电平时，CF管脚379上的波形基本处于稳定水平。当信号IZEROb处于高逻辑电平和开关100导通时，CF管脚上的电压上升。当信号IZEROb处于高逻辑电平和开关112导通时，CF管脚上的电压下降/跌落。
当逆变器60的开关频率处于近似电容工作模式时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号CM，即由OR门373产生的信号CM就处于高逻辑电平。依据处于高逻辑电平信号CM的开关电容积分器327将引起电流源329(即IMOD电流)的输出增加。IMOD电流值增加导致比较器348将IMOD电流提供给VCO318，从而产生逆变器60的开关频率的增加。通过监视在IC109的管脚G1和G2上产生的各门电路驱动脉冲的前(上升)沿期间RIND管脚电压波形的符号(+或-)，由谐振电感器电流检测电路364检测近电容工作模式。当RIND管脚上的电压波形的符号在门电路脉冲G1的前沿期间为+(正)时或在门电路脉冲G2的前沿期间为-(负)时，逆变器60为近似电容工作模式。
当逆变器60工作在电容模式时，NAND门电路376输出处于高逻辑电平的CMPANIC信号。一旦检测出电容模式，根据开关电容积分器327输出的迅速上升，IMOD电流水平迅速上升。VCO318依据IMOD信号、电阻156和电容器159控制较短暂的上升至逆变器60的最大转换频率。在IC109的管脚G1和G2上产生的各门电路驱动脉冲的后(下降)沿期间，通过监视RIND管脚电压波形的符号(+-)检测电容模式。当RIND管脚上的电压波形的符号在门电路脉冲G1的后沿期间为-(负)时或在门电路脉冲G2的后沿期间为+(正)时，逆变器60处于电容工作模式。
依据电容器165(连接在管脚CP和电路地电位之间)的值，电路379设定预热灯85灯丝的时间和使逆变器60进入备用工作模式的时间。在预热期间，在CP管脚上产生两个脉冲(在1秒持续时间以上)。预热周期期间逆变器60的转换频率约为80kHz。在预热周期末端，信号IGNST呈现使点火开始的高逻辑电平，也就是说，在约80kHz到约为但高于绕组75和电容器80、81及82的例如约60 kHz(无负荷谐振频率)的谐振频率的转换频率下点火扫描。能够按例如10kHz/毫秒的速率进行点火扫描。
IC109调整RIND管脚上检测的流过谐振绕组75的电流幅度。当RIND管脚上的电压幅度超过0.4时，由比较器448输出的信号PC呈现可引起开关电容积分器327输出的高逻辑电平，以调整IMOD电流值。结果RMS转换频率增加，导致流过谐振绕组75的电流幅度的下降。当RIND管脚上的电压值下降至0.4以下时，信号PC呈现可引起开关电容积分器327输出的低逻辑电平，以调整IMOD信号电平，使转换频率降低。导致流过谐振绕组75的电流增加。实现对流过谐振绕组75电流的良好调整，该调整在预热期间使灯85的各灯丝电压基本恒定。另一方面，通过包括串联在各灯丝中的电容器(未示出)，在预热期间能够实现流过灯丝的电流的基本恒定。
电路379还包括点火定时器，在预热周期之后启动该定时器。一旦该定时器被激励，在CP管脚上就产生一个脉冲。如果在该脉冲之后检测出逆变器电容工作模式或是灯85上的过压条件，那么IC109就进入备用工作模式。在备用模式期间，VCO318用分别保持导通和非导通状态的开关112和100停止振荡。为了退出备用工作模式，必须使供给IC109的电压(即在管脚VDD上施加的电压)至少降低到截止阈值(例如，10伏)或以下，然后至少增加到导通阈值(例如，12伏)。
预热定时器包括设定CP波形触发点的施密特触发器400(即带有滞后的比较器)。这些触发点表示施加在施密特触发器400输入端的电压，用于使触发器导通和截止。处于导通状态时的开关403提供电容器165的放电通路。每当在施密特触发器400产生的各脉冲的持续时间内，开关403就处于导通状态。每当CP管脚上的电压超过由施密特触发器400设置的上触发点时，电容器165就放电。放电通路包括CP管脚、开关403和电路地电位。电容器165由电流源388充电。当检测电容工作模式时，正如由NAND门电路376上的CMPANIC信号的产生所反映的那样，开关392导通。电容器165此时也由电流源391充电。当检测到电容工作模式时，将电容器165充电的电流增大10倍。CP管脚上的电压在花费处于非电容模式时的1/10时间内就达到施密特触发器400的上触发点。因此，当检测到电容工作模式时比未检测到电容工作模式时，CP管脚上的脉冲就短十倍。因此，每当转换频率的增加未消除电容模式条件时，IC109将在很短的时间内进入备用工作模式。
预热定时器还包括形成计数器397的D型触发器。NAND门电路406的输出端产生信号COUNT 8b，该信号在点火阶段末端呈现低逻辑电平。每当已经检测到灯85上的过电压最小阈值条件(即由OVCLK信号表示)或逆变器电容工作模式(即由信号CMPANIC表示)时，门电路412就输出高逻辑电平。当门电路415的输出呈现高逻辑电平时，开关403导通，导致电容165放电。
如上所述，在预热周期后，从VL管脚流出的输入电流经电流源336馈送给乘法器306，用于功率调整和可调光控制的目的。来自VL管脚的输入电流还分别经电流源417、电流源418和电流源419馈送给比较器421、424和427的非反相输入端。
响应于检测到灯电压已经超过过电压最小阈值，比较器421激活点火定时器。当过电压最小阈值条件出现在点火定时器经历时间之后时，IC109就进入备用工作模式。D型触发器430在管脚G2产生的门脉冲的后沿计时比较器421的输出。D型触发器433、AND门电路436和NOR门电路439的逻辑组合使开关(N沟道MOSFET)440导通，从而每当第一次点火扫描期间超过过电压最小阈值时就阻挡ICRECT信号。触发器433的D输入端连接到内部节点385。当检测出过电压最小条件时，触发器433的D输入端在预热周期的末端呈现高逻辑电平。响应于其D输入端上的高逻辑电平，触发器433的输出端呈现低逻辑电平，从而导致门电路439的输出端转向低逻辑电平。开关440断开，因此阻挡ICRECT信号到达CRECT管脚。当ICRECT信号被隔断不能到达CRECT管脚时，电容器192通过电阻195放电。如果未使用外部偏置，那么会出现完全(full)的放电。当采用如图2所示的偏置198时，会出现局部放电。在任一种情况下，电容器192的放电降低了CRECT管脚上的电压，以确保反馈环断开。在预热周期期间，内部节点385上的IGNST信号处于低逻辑电平。因此，在预热周期期间，NOR门电路439将关闭开关440。没有ICRECT信号施加在误差放大器312上或流出CRECT管脚，使电容器192充电。
一旦紧跟在预热周期完成之后开始点火扫描，那么IGNST信号就处于高逻辑电平。开关440此时将导通，并在点火扫描期间保持导通，除非由比较器421检测出过电压最小阈值(例如，在点火期间施加在灯85上的约1/2的最大电压)。在点火扫描期间，转换频率降低，导致灯85上的电压和被检测的灯电流增加。对电容器192充电的ICRECT信号的幅度增加，导致CRECT管脚上电压的增加。在低调光级下，CRECT管脚上的电压应该等于DIM管脚上的电压。在未进一步干涉情况下，检测出这两个电压之间没有差异的误差放大器312将在灯85的成功点火之前过早地闭合反馈环。
为了避免反馈环的过早闭合，只要用比较器421检测出存在过电压最小阈值条件，那么在点火扫描期间门电路439将截止开关440并保持开关440截止。
通过阻挡ICRECT信号达到CRECT管脚，CRECT管脚电压下降并由此防止其等于DIM管脚电压，即使后者被设定为高调光等级。因此，反馈环在点火扫描期间不能闭合，因而不能防止发生成功的点火。在点火扫描期间在灯电压达到过电压最小阈值时并保持直到灯85点火时，最好只关闭开关440一次。当开关440关闭时，电容器192可通过电阻195充分地放电，以确保反馈环在点火扫描期间不过早地闭合。
为了灯启动成功，常规的紧凑型荧光灯驱动系统在不期望的较长时间段(例如达到几秒)内对灯提供较高功率电平。当试图在较低亮度级下启动灯时，供给灯较高功率电平的不期望的较长时间段会导致产生点火闪烁的条件。在该条件下，发生远高于预定亮度的光的瞬间闪烁。
按照本发明，可基本消除点火闪烁，也就是说，使其最小以致不能被观察到。通过避免供给灯85较高功率电平的不期望的较长时间段，可实现点火闪烁的基本消除。更具体地说，在灯点火后功率电平幅度减小之前约1毫秒或更短的时间内供给灯85较高功率的电平。通过监测过电压条件，特别是在允许开关440重新闭合之前何时灯电压降低至过电压最小阈值(由比较器421确定)以下，可实现灯功率的即刻减小。低于过电压最小阈值的灯功率的降低在灯85的点火成功时立刻出现。换言之，在会发生点火闪烁的实际可调光等级下，通过首先检测何时在灯电压达到和/或超过过电压最小阈值时并在随后检测何时当灯电压降低在过电压最小阈值之下，可避免点火闪烁。
当灯电压超过过电压最大阈值(例如两倍于过电压最小阈值)时，比较器424的输出呈现为高逻辑电平。当比较器424的输出为高逻辑电平而未检测到近电容模式时，开关电容器积分器327增加VCO 318的振荡频率，因而增加按基于D型触发器445的Q输出的固定速率(例如以10kHZ/毫秒的扫描速率)的转换频率，其中输出呈现高逻辑电平(即由触发器445输出的信号FI(频率增加)处于高逻辑电平)。因而减小逆变器60的转换周期的时间间隔。当比较器424的输出为高逻辑电平并检测到近电容模式时，开关电容器积分器327增加VCO 318的振荡频率，并因此增加根据呈现为高逻辑电平的NAND门电路442的输出(即由NAND门电路442输出的信号FSTEP(频率阶跃)为高逻辑电平)，使转换频率立即(例如在10微秒内)达到其最大值(例如100kHz)。响应此时为其最大振荡值的VCO318，逆变器60的转换周期减小到其最小时间间隔(例如10毫秒)。
当灯电压超过过电压紧急阈值(即在过电压最大阈值以上)时，比较器427的输出为高逻辑电平。当比较器427的输出为高逻辑电平时，根据为高逻辑电平的NAND门电路442的输出(即由NAND门电路442输出的信号FSTEP(频率阶跃)为高逻辑电平)，开关电容器积分器327立即将VCO 318的转换频率增加到其最大值。
门驱动电路320在本领域中众所周知，其在美国专利5373435中进行了充分的描述。这里参照并结合在美国专利5373435中门驱动电路的描述。IC109的管脚FVDD、G1、S1和G2相应于美国专利5373435的图1中所示的接点P1、P2、P3和GL。其中示于图3中的信号G1L和G2L分别相应于在美国专利5373435中的上驱动电路DU开启时在接线端INL和在控制器与电平移相器之间的信号。
电源调节器592包括产生约5V输出电压的带隙调节器595。调节器595在宽的温度和电源电压(VDD)范围内基本上是独立的。被称为LSOUT(低电源输出)信号的施密特触发器(即带有迟滞的比较器)598的输出识别电源电压条件。当VDD管脚的输入电源电压超过接通阈值(例如12V)时，LSOUT信号处于低逻辑电平。当VDD管脚的输入电源电压降至断开阈值(例如10V)以下时，LSOUT信号处于高逻辑电平。在启动期间，LSOUT信号处于高逻辑电平，它将被称为STOPOSC信号的锁存器601的输出设定为高逻辑电平。响应于呈现为高逻辑电平的STOPOSC，VCO 318终止VCO 318振荡并设定CF管脚等于带隙调节器595的输出电压。
当VDD管脚的电源电压超过接通阈值时，导致LSOUT信号为低逻辑电平，STOPOSC信号为低逻辑电平。响应为低逻辑电平的STOPOSC，VCO 318将驱动逆变器60，使其具有所述供给CF管脚的大体为梯形的波形按转换频率进行振荡。只要当VDD管脚电压降至断开阈值以下，并且在管脚G2的门电路驱动电路为高逻辑电平，VCO 318就终止振荡。开关100和112将分别维持在其非导通和导通状态。
锁存器601的输出也为高逻辑电平，从而导致VCO 318终止振荡和只要NOR门电路604的输出为高逻辑电平，便采用备用工作模式。当在点火周期之后，称为NOIGN信号的NOR门电路604的输出为高逻辑电平时，检测到灯85的过电压条件或逆变器的电容工作模式。当灯85从电路中取下时，将发生这些条件中的任何一个。当灯85没有点燃时产生过电压条件。
图5表示施密特触发器598。多个电阻701、704、707和710串联连接并构成在管脚VDD和电路地电位之间的电压分压器。在施密特触发器的第一实施例中根据信号IGNST bar的逻辑电平控制晶体管713的导通状态。通过开关714的闭合来表示该施密特触发器的第一实施例。在施密特触发器598中开关714的闭合与下列情况相同并最好是这种情况通过使信号IGNST bar直接与晶体管713的栅极连接取消开关714来实现的。
在比较器719的反相输入的电压取决于电压分压器，该分压器又取决于管脚VDD电压和信号IGNST bar的逻辑电平。比较器719将反相输入的电压与VREG595的电压进行比较。通过晶体管716提供在输出信号LSOUT的高、低逻辑电平之间的迟滞效应。
在预热周期期间和其之后管脚VDD上的电压有变化。信号IGNST bar在预热周期期间为高逻辑电平和在预热周期之后为低逻辑电平。在VCO318终止振荡时管脚VDD上的该电压(以下称为欠压闭锁(UVLO)电平)根据信号IGNST bar的逻辑电平进行改变。当信号IGNST bar为高逻辑电平时(即在预热期间)，UVLO电平与信号IGNST bar为低逻辑电平时(即在预热之后)的电平相比处于较高阈值。
按照本发明的另一个实施例，通过不再将信号IGNST bar送入晶体管713的栅极中可改变施密特触发器598，(以下称为另一个施密特触发器实施例)。UVLO电平将不再改变。用断开开关714来表示另一个施密特触发器实施例。在另一个施密特触发器实施例中断开开关714与下列情况相同并最好是这种情况通过取消晶体管713、开关714和连接信号IGNST bar来实现的。
本发明通过使用施密特触发器598和/或辅助电源避免灯85的闪烁。施密特触发器598和/或辅助电源可避免IC 109因管脚VDD的电压电平降低到驱动IC 109所需要的最小阈值之下所引起的瞬间断开。当灯85接通时(即在预热之后)，通过辅助电源(即次级绕组78、电阻162和电容163)校正主电源(由对电容器157提供脉动电压的齐纳二极管121构成)和/或通过降低UVLO阈值，使管脚VDD的电压电平维持在UVLO电平以上。通过在预热期间和在其之后改变供给管脚VDD的电压和/或UVLO电平，当灯85接通时，可维持管脚VDD的电压电平在UVLO电平以上。
因此，IC 109通过其VDD管脚，具有至少一个用于控制IC 109的变化的输入信号。当使用施密特触发器598而不是另一个施密特触发器实施例时，VDD管脚电压的特征在于根据工作模式的不同的预定非零电压范围。在预热模式期间，VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约10V的下限之间变化。在预热模式之后(即在灯接通期间和其之后)，VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约9V的下限之间变化。
当使用另一个施密特触发器实施例而不是施密特触发器598时，VDD管脚电压的特征在于在预热模式期间和预热模式之后有相同的预定的非零电压范围。在预热模式期间和在预热模式之后，在另一个施密特触发器实施例中VDD管脚电压典型地在约12V的上限和约10V的下限之间变化。
可以理解，辅助电源可与施密特触发器598或另一个施密特触发器实施例一起使用。类似地，可使用施密特触发器598而不用辅助电源(即不需要辅助电源)。
VL管脚用于调节灯功率、保护灯不在过压条件下和对预热和正常调节之间的差提供输出驱动。VL管脚的输入是与灯电压(例如峰或整流的平均值)成比例的电流。VL管脚电流与产生表示灯电流与灯电压之积的信号的乘法器306耦合，并且如上所述用于调节灯功率。VL管脚电流还与用于检测过电压条件的比较器421、424和427耦合。可是，由于在灯85内还不存在充分的弧光放电，因而在预热周期期间不需要调节灯功率。在预热周期期间，逆变器工作在比无负载的绕组75和电容器80的LC谐振电路的谐振频率高得多的频率下。在预热周期期间该高得多的频率导致在灯85上的较低电压，这将不会损伤紧凑型荧光灯10或灯85内的部件。
在预热周期期间，P沟道MOSFET 331导通和N沟道MOSFET 332关闭，从而使VL管脚电位与VDD管脚电位相同。因此在预热周期期间VL管脚为高逻辑电平，在其它情况下为低逻辑电平(例如，在点火期间和稳态条件下)。VL管脚的两种不同的逻辑电平确认逆变器60是工作于预热或非预热工作模式。
当流过绕组75的电流在相位上超前开关112上的电压时，逆变器60处于电容工作模式。在近似电容工作模式中，流过绕组75的电流稍稍滞后开关112上的电压但在预定时间间隔内(例如典型约为1微秒)。换言之，流过绕组75的电流滞后开关112电压预定的相位差。
为了使逆变器60的开关频率不进入电容工作模式或者若在其内，应尽快地离开电容工作模式，在决定相位差中在一个逆变器转换周期的各1/2周期灯电流与两个栅电压中不同的一个进行比较。与其相反，常规电容模式保护电路不区别电容和近似电容工作模式，因而当检测到这种模式时，两个都可能过补偿或欠补偿。
当例如从负载70中除去灯85时，可很快地进入电容模式条件。一旦在电容模式中便可迅速地发生转换晶体管(例如开关100和112)的损坏，用常规保护电路常常不能避免该损坏。
按照本发明，通过在管脚G1和G2产生的各驱动门电路脉冲的前沿期间监视RIND管脚电压波形的符号，确定近似电容模式条件。一旦检测出在近似电容工作模式和过电压最大阈值，CCO 318将立即(例如在10微秒之内)增加到其最大值。
通过在管脚G1和G2产生的各驱动门电路脉冲的后沿期间分别监视RIND管脚电压波形的符号，确定电容模式条件。一旦检测出电容工作模式，CCO 318将立即(例如在10微秒之内)增加到其最大值，以便确保逆变器60在电感模式下工作，即具有在其非导通状态在开关112上产生的相位超前流过绕组75的电流的电压。最大振荡(转换)频率应远远高于未加载的谐振频率。一般来说，CCO 318的最大频率(即转换周期的最小时间间隔)设定为等于逆变器60的初始工作频率(例如100kHZ)。
正如现在所描述的，本发明提供一种功率反馈电路，该电路把来自谐振电路的功率的一部分反馈给倍压器，在点火后维持双向可控硅导通中仅产生极小的功率因数校正。功率反馈电路有助于使CFL10按远小于1.0(例如，约0.7)的功率因数工作。通过按低功率因数进行控制，在逆变器60和负荷70内把很小的应力加在元件上。
因此，可以看出，由于在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以在以上方法和说明的结构上进行某些改变，所以可有效地达到以上说明的目的并从上述说明中使这些目的变得明显，应注意，在以上说明中包含的和附图所示的所有内容都是说明性的，而非限定性的。
还要指出，后面的权利要求书试图覆盖这里所述的本发明的所有属性和特征，以及本发明范围的全部陈述，按术语来说，权利要求书可以说明一切。
权利要求
1.一种镇流器，用于给一个或多个灯(85)提供功率，包括输入级(50)，它与干线(20)耦接；输出级(60、75、80、81、82)，它包括逆变器(60)，并与输入级耦合，以把功率提供给一个或多个灯；和反馈电路(51、87)，它耦合在输出级和输入级之间，将输出级产生的并反映跨接在一个或多个灯上的电压的信号反馈给输入级，其特征在于，输出级包括在其间形成接点(83)的至少有两个部件(81、82)的分压器网络，分压器的相应端连接逆变器的相应端，所述接点连接反馈电路。
2.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，分压器网络与一个或多个灯(85)并联。
3.如权利要求1或2所述的镇流器，其特征在于，输入级包括倍压器(D1、D2、53、54)。
4.如权利要求1、2或3所述的镇流器，其特征在于，输入级包括整流器、与整流器连接的反馈电路。
5.如权利要求4所述的镇流器，其特征在于，整流器包括二极管电桥。
6.如上述一个或多个权利要求所述的镇流器，其特征在于，分压器网络包括两个电容器(81、82)。
7.如上述一个或多个权利要求所述的镇流器，其特征在于，输出级包括局部由两个电容器(81、82)形成的谐振电路(75、80、81、82)。
8.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，输入级包括倍压器、整流器(D1、D2、53、54)和与整流器连接的反馈电路(87、51)，输出级包括至少由两个部件(81、82)构成的谐振电路(75、80、81、82)。
9.一种包括上述一个或多个权利要求的镇流器的紧凑型荧光灯。
全文摘要
具有低功率因数的双向可控硅调光紧凑型荧光灯。在灯镇流器的输入级和输出级之间耦合的功率反馈电路产生按低可调光等级满足保持双向可控硅持续导通要求的足够电流。包括倍压器的从输出级至输入级反馈的功率反映在灯上的电压。
文档编号H05B41/24GK1228241SQ98800745
公开日1999年9月8日 申请日期1998年3月23日 优先权日1997年4月10日
发明者P·格拉德基, J·杨查克 申请人:皇家菲利浦电子有限公司