电源装置以及灯具、车的利记博彩app

专利名称：电源装置以及灯具、车的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及使用DC-DC变换电路的电源装置，特别涉及将由发光二极管(LED)等 半导体发光元件构成的半导体光源作为负载的电源装置。本发明还涉及使用该电源装置的 前照灯等灯具以及车。
背景技术：
近年，代替卤化物灯、放电灯等，将发光二极管(LED)等半导体发光元件作为光源 使用的电源装置以及灯具的开发正盛行。这类电源装置以及灯具伴随着LED的发光效率等 性能的提高，即使用于车中，不仅用于车内灯(roomlamp)、后组合(rear combination)灯， 也开始向着前照灯(headlamp)等发展。关于作为现有技术的前照灯的光源使用的卤化物 灯、放电灯(HID lamp =High Intensity Discharge，即高强度放电灯)等光源已经标准化， 其各自的形状、特性等已被规定。与此相对，关于使用LED的光源，现状是还没有进行标准 化等，至少目前，按照前照灯的制品规格，才开始设定各种LED及其组合(专利文献1、专利 文献2)。另外，在作为用于对LED负载进行点灯的电路的DC-DC变换电路中，提案了一种对 开关元件进行接通断开的控制方法(专利文献3)，以使在构成该DC-DC变换电路的电感组 件中流动的电流处于临界模式(也称为电流边界模式等)。用电流边界模式进行DC-DC变 换电路的驱动是对现有技术的HID灯研究、实施较多的控制方法，但通过对LED也使用本控 制方法能够减小损耗。但是，LED等半导体光源是具有规定的正向电压的低阻抗负载。因此，具有以下特 性作为半导体光源的负载，即使供给的电压有些许的脉动(ripple)分量，在流动的电流 中也易产生大的电流脉动。这会导致有很多脉动份的电流在朝向负载的配线中流动，并导 致不需要的辐射噪声产生等，故噪声对策是必不可少的。专利文献1 JP特开2004-095479号公报专利文献2 JP特开2004-0卯480号公报专利文献3 JP特表2003-5048 号公报

发明内容
本发明正是鉴于上述问题点而提出，其目的在于，提供一种电源装置，其能够对应 各种所设定的半导体光源负载，且效率高，供给到负载的电流的脉动少。技术方案1的发明，为了解决上述课题，如图1、图2所示，对半导体光源负载2供 电而点灯的电源装置具有DC-DC变换电路1和控制电路。在此，DC-DC变换电路1包括电 感组件Tl和开关元件Q1。此DC-DC变换电路1通过以下动作进行电压变换当所述开关 元件Ql接通时，由输入电源E对所述电感组件Tl蓄积能量，当所述开关元件Ql断开时，所 述电感组件Tl所蓄积的能量向负载2侧放出。另外，控制电路控制所述开关元件Ql的接 通断开动作以使DC-DC变换电路1的输出电流Io与目标值相同。而且，此电源装置，其特征在于，至少在所述控制电路中设置对使所述开关元件Ql接通的定时(timing)进行规定 的机构8，以使在所述电感组件中流动的电流为连续模式动作。 关于技术方案2的发明，在技术方案1的发明中，如图2所示，当所述开关元件Ql 断开时，对使所述开关元件Ql接通的定时进行规定的机构8检测由所述电感组件Tl向负 载侧放出能量时流过的电流i2。而且，其特征在于，此机构8的构成满足当所检测的电流 值在规定值以下时，使所述开关元件Ql接通。
技术方案3的发明，其特征在于，在技术方案2的发明中，进行控制以使所述开关 元件Ql断开的时间至少持续第一规定时间以上，且不超过第二规定时间(图4)。技术方案4的发明，其特征在于，在技术方案1的发明中，所述DC-DC变换电路1 由反激式变换器(flyback converter)构成。技术方案5的发明，其特征在于，在技术方案1的发明中，对使所述开关元件Ql接 通的定时进行规定的机构，由驱动频率决定部81构成，其决定用于驱动所述开关元件Ql的 频率(图5)。技术方案6的发明，其特征在于，在技术方案5的发明中，至少基于所述DC-DC变 换电路的输出电压的值，决定驱动所述开关元件Ql用的频率(图5)。关于技术方案7的发明，在技术方案5的发明中，所述DC-DC变换电路，如图7所 示，由反激式变换器构成。其特征在于，当输入电压为Vi、输出电压为Vo、输出电流目标值 为Ιο、构成所述反激式变换器的变压器Tl的初级一次级匝数比为N、初级侧的电感值为Li、 驱动所述开关元件Ql的频率为f时，所述控制电路，如图8所示，决定驱动所述开关元件Ql 用的频率以满足f > 1/(2 -Ll-Io- Vo) · (Vi · Vo/(N · Vi+Vo))2 的条件(步骤 #9)。关于技术方案8的发明，在技术方案7的发明中，如图8所示，在系数 为k的情况下，所述控制电路决定驱动所述开关元件Ql用的频率以满足f(2 -Ll · Io - Vo) · (Vi ·νο/(Ν·ν +νο))2的条件(步骤#9)。而且，其特征在于，系数k的 值(步骤#2)至少为1. 05以上的值。技术方案9的发明，其特征在于，在技术方案5的发明中，在所述DC-DC变换电路 的输入电源E通常所使用的电压范围内，假定电压值Vi为最高值的情况，决定驱动所述开 关元件Q的频率(参照图12的步骤#2、#9)。技术方案10的发明，其特征在于，在技术方案5的发明中，进行控制以使驱动所述 开关元件Ql的频率的值，至少在第一规定频率以上，且在第二规定频率以下(参照图12的 步骤 #13、#14)。技术方案11的发明，其特征在于，在技术方案5的发明中，驱动所述开关元件Ql 用的频率在电路动作处于停止之前的期间使用在电路动作开始时设定的值(图14的标记 FS所引起的控制)。技术方案12的发明，其特征在于，在技术方案5的发明中，驱动所述开关元件Ql 用的频率使用对电源装置预先设定的值(图8、图12、图14的步骤#4)。技术方案13的发明，其特征在于，在技术方案1的发明中，其构成满足所述输出 电流Io的目标值Io*能够从电源装置的外部设定(参照图7、图11的输出电流目标值存 储·调整部51、图8的步骤Sl S3)。技术方案14的发明，其特征在于，在技术方案1的发明中，所述输出电流Io的目标值Io*使用对电源装置预先设定的值(参照图1、图5的输出电流目标值设定部5)。技术方案15的发明是搭载了技术方案1 14中任意一项的电源装置95的灯具 (图㈤。技术方案16的发明是搭载了技术方案15的灯具的车100(图16)。根据本发明，能够提供能对应各种所设定的半导体光源负载，且效率高、供给到负 载的电流的脉动少的电源装置。另外，通过将本发明的电源装置用于车用灯具等，能够提供 功能好且低价的系统。


图1是本发明的实施方式的基本构成图。图2是本发明的实施方式1的电路图。图3是本发明的实施方式1的动作波形图。图4是本发明的实施方式2的关键部分电路图。图5是本发明的实施方式3的电路图。图6是本发明的实施方式3的动作波形图。图7是本发明的实施方式4的电路图。图8是本发明的实施方式4的微机的动作说明图。图9是用于本发明的实施方式4的基准电压可变电路的电路图。图10是本发明的实施方式4的动作波形图。图11是本发明的实施方式5的电路图。图12是本发明的实施方式6的微机的动作说明图。图13是本发明的实施方式6的动作波形图。图14是本发明的实施方式7的微机的动作说明图。图15是本发明的实施方式8的灯具的截面图。图16是本发明的实施方式9的车的立体图。图中Tl变压器Ql开关元件1DC-DC变换电路2负载3输出电流检测部4信号放大部5输出电流目标值设定部6误差运算部7PWM信号产生部8接通定时规定部具体实施方式

(基本构成)
图1表示本发明的基本构成图。以下用图1关于本发明的基本构成进行说明。 DC-DC变换电路1以直流电源E作为输入，对负载2给出进行电压变换后的输出。具体而 言，DC-DC变换电路1包括电感组件和开关元件。此DC-DC变换电路1，当开关元件接通时， 由电源对电感组件蓄积能量，当开关元件断开时，电感组件所蓄积的能量向负载侧放出。这 样，DC-DC变换电路1向负载侧供给电压变换后的输出。DC-DC变换电路1，具体而言，是反 激式变换器(flyback converter)、降升压变换器(buck-boost converter)、升压变换器 等，但最好由能够对负载的变换电压进行适当设定的反激式变换器构成。另外，DC-DC变换电路1通过以下构成实现输出电流控制。从DC-DC变换电路1输 出的电流作为输出电流检测信号由电流检测部3检测，输出电流检测信号由信号放大部4 放大。其后，所放大的输出电流检测信号相对由输出电流目标值设定部5给出的输出电流 的目标值的误差由误差运算部6求出。PWM信号产生部7接收来自误差运算部6的输出，输 出用于驱动DC-DC变换电路1的变换电路驱动信号。DC-DC变换电路1的开关元件根据变 换电路驱动信号进行接通断开动作。从而，实现反激式控制，DC-DC变换电路1的输出电流 成为作为目标的值。本发明的特征在于，在电源装置中，除了上述输出电流控制的构成，还设置接通定 时规定部8。接通定时(timing)规定部8规定接通开关元件的定时，对PWM信号产生部7 给出信号，以使流过DC-DC变换电路1的电感组件的电流为连续模式动作。PWM信号产生部 7接收此信号，生成用于驱动DC-DC变换电路1的PWM信号，并将其作为变换电路驱动信号 输出。这样，一边将在DC-DC变换电路1的电感组件中流动的电流维持为连续模式，一边 进行输出电流控制动作。因此，能够对应各种所设定的半导体光源负载，能够提供效率高、 供给到负载2的电流的脉动少的电源装置。(实施方式1)将本发明的实施方式1的电路图用图2、动作波形的说明图用图3表示。以下用图 2以及图3关于本实施方式的具体内容进行说明。在本实施方式中，DC-DC变换电路是由变压器Tl、开关元件Q1、整流用二极管D1、 平滑用电容Cl构成的反激式变换器。所连接的负载2是将多个LED元件串联连接的LED 负载。关于DC-DC变换电路的基本动作进行说明。当开关元件Ql接通时，电流il从电 源E流入变压器Tl的初级侧，由变压器Tl蓄积能量。而且，当开关元件Ql断开时，由变压 器Tl蓄积的能量从变压器Tl的次级侧以电流i2经由二极管Dl放出到电容器Cl。这样， 实现电压变换，并向负载侧供电。图3是为使在本DC-DC变换电路的变压器Tl中流动的电流连续而进行动作时的 波形的例子。令变压器Tl的初级侧的电感值为Li，变压器Tl的次级侧的电感值为L2，初 级-次级间的匝数比为N，输入电压为Vi，输出电压为Vo。则当开关元件Ql接通时流动的 电流il的斜率为Vi/Ll，当开关元件Ql断开时流动的电流i2的斜率为-Vo/L2。在此变压器Tl的初级和次级的电感值Li、L2具有L2 = N2XL1的关系。则图中 所记的电流il的峰值ilp与电流i2的峰值i2p的关系为1/N倍，且作为连续模式动作时 的电流的基值(base)份的i2b与ilb之间的关系为N倍。
在输入输出均完全被平滑的情况下，电流il的平均值为输入电流的值，电流i2的 平均值为输出电流的值。另外，假定没有电路损耗的理想状态的情况下，输入功率的值与输 出功率的值相等。因此，输入电流即电流il的平均值与输出电流即电流i2的平均值之间， (输入电压Vi/输出电压Vo)倍的关系成立。顺便说一下，进行驱动以使此电流的基值份的值i2b、ilb为O是电流边界模式的 动作，在前述的现有技术例中提案按其进行动作。即，在电流边界模式中，在电流i2为O的 时点，通过再次接通开关元件Q1，实现在没有上述电流的基值份的状态下的动作。但是，在电流边界模式下进行动作的情况下，根据前述的各关系，在以特定的负载 为对象时，只要配合其负载的电压和电流的值设定变压器Tl等的常数，就能够以假定的频 率驱动开关元件Q1。然而，在想对应电压和电流不同的各种所设定的负载的情况下，由于所 连接的负载而要等到电流i2变为0的时点，从而会产生各电流的峰值过大、频率大幅下降 等课题。对此，在本发明中，在电流i2变为0之前，即在具有规定的基值份i2b的时点，实 施控制以使开关元件Ql再次转向接通。这样，解决了上述问题，能够对应各种所设定的负载。这些在本实施方式中由以下的构成(图2)实现。通过由电阻等构成的检测部， 得到一次电流检测信号、二次电流检测信号、输出电流检测信号。PWM信号产生部7由以下 构成含置位/复位触发器所构成的振荡电路0SC、将信号提供给振荡电路OSC的置位输入 Set的比较器Comp 1、将信号提供给复位输入Reset的比较器Comp2等。PWM信号产生部7的基准电压Vref2提供用于与比较器Compl进行比较的电压， 比较器Compl比较基准电压Vref2的值和二次电流检测信号的值。当二次电流检测信号的 值在基准电压Vref2以下时，比较器Compl的输出为高(High)电平，振荡电路OSC的输出 Q为高电平。这样，开关元件Ql接通，电流i2为0，电流il流动。输出电流检测信号由放大器Ampl放大，所放大的信号输入到误差运算部6。在 误差运算部6中，将运算所输入的信号与作为输出电流的目标值即基准电压Vrefl之间的 误差并放大(在本图中为比例积分PI)的结果，作为一次电流峰值指令信号提供给比较器 Comp2。比较器Comp2比较此一次电流峰值指令信号的值和一次电流检测信号的值。当一 次电流检测信号的值在一次电流峰值指令信号的值以上时，比较器Comp2对振荡电路OSC 的复位输入Reset提供高电平信号，振荡电路OSC的输出Q变为低电平。这样，开关元件Ql 断开，电流il变为0，电流i2流动。根据以上构成，开关元件Ql由变换电路驱动信号驱动而实现输出电流的控制，以 使输出电流Io与在基准电压Vrefl下所设定的目标值相同。在本实施方式中，构成PWM信号产生部7的比较器Compl和其基准电压Vref2，还 兼构成接通定时规定部8，根据基准电压Vref2的值，能够规定使开关元件Ql接通的定时。 即，根据基准电压Vref2，在电流i2减小达到某值的时点，能够任意地决定是否使开关元件 Ql再次接通(相当于图3中的i2b)。根据本实施方式，假定对应各种所设定的负载，不仅是变压器Tl等常数，还能够 适当地设定电流连续模式下动作时的电流的基值份，故能够提供对应其负载的电源装置。 另外，对于现有技术的例子，没有各电流的峰值过大、频率大幅降低等情况，故对各种所设定的负载一般能够供给效率高且脉动少的稳定的输出。(实施方式2)图4表示本发明的第2实施方式的关键部分电路图。本实施方式对前实施方式所 示的电路图(图2)的振荡电路OSC设置比较器Comp3和其周边电路。由此，对振荡电路的 输出Q为低电平的时间，即开关元件Ql为断开状态的时间能够设定上限以及下限。电流源Is、电容器Cs和开关元件Qs的并联电路连接在比较器Comp3的同相输入 端子上。在此，电流源Is和电容器Cs用于构成计时器，开关元件Qs用于使电容器Cs的电 荷放电、复位为0。开关元件Qs由置位/复位触发器SR-FF的输出Q驱动。另一方面，在 比较器Comp3的反相输入端子上设置了基准电压Vsl、Vs2和根据振荡电路OSC的置位输入 Set的信号状态选择Vsl、Vs2的切换开关(在此，具有Vsl < Vs2的关系)。根据上述构成，即使在振荡电路OSC的置位输入Set上输入高电平的信号，在电容 器Cs中产生的电压值达到基准电压Vsl的值以上之前的时间，比较器Comp3的输出也不是 高电平。因此，振荡电路OSC的输出Q维持低(Low)电平，开关元件Ql也维持断开状态。此外，相反地，即使在振荡电路OSC的置位输入Set上输入低电平的信号(图示 状态)的情况下，在电容器Cs中产生的电压值达到基准电压Vs2的值以上的时点，比较器 Comp3的输出成为高电平。因此，振荡电路OSC的输出Q变为高电平，开关元件Ql也处于接 通状态。根据本实施方式，如上所述，对开关元件Ql断开的时间设定上限以及下限。这样， 能够通过控制满足开关元件Ql的断开状态至少持续基准电压Vsl下所设定的规定时间以 上，且不超过基准电压Vs2下所设定的规定时间。即，能够设定开关元件Ql断开时间的最 大值以及最小值，故相对前实施方式能够提供一种能够可靠地对应更宽特性范围的负载的 电源装置。(实施方式3)图5表示本发明的第3实施方式的电路图。本实施方式与上述实施方式在构成上 的不同点在于作为对使开关元件Ql的接通的定时进行规定的机构，设置驱动频率设定部 81来代替第1实施方式的接通定时规定部8，该驱动频率设定部用于设定对开关元件Ql进 行驱动的频率。将输入电压检测信号、输出电压检测信号、从输出电流目标值设定部5给出的目 标电流值输入到驱动频率设定部81，基于此，驱动频率设定部81设定变换电路驱动信号的 驱动频率。所设定的驱动频率作为基准振荡信号提供给PWM信号产生部7。PWM信号产生 部7根据所给出的基准振荡信号对使开关元件Ql接通的定时进行规定，并作为变换电路驱 动信号驱动开关元件Ql。在本实施方式中，其构成满足由电阻Rl进行输出电流Io的检测，由电阻R2和电 阻R3进行输出电压Vo的检测。在驱动频率设定部81中决定基准振荡信号以使在DC-DC变换电路的电感组件 (在本实施方式中为变压器Tl)中流动的电流为连续模式。这样，能够提供一种电源装置， 其能够对应各种所设定的半导体光源负载2，且效率高，供给到负载2的电流的脉动少。图6是本发明的实施方式3的动作波形的说明图。图6的(a)以及(b)的波形用 于与本发明的动作波形(c)以及⑷对比，从而说明本发明的效果。(a)以及(b)的波形，如现有技术例的说明所述，是假定以下情况的波形以减少电路损耗为目的，使反激式变换 器在电流边界模式下进行动作。关于负载2，例如，通过串联两个LED光源构成LED负载，各LED光源是由四个LED 元件串联连接并收纳于一个封装中而构成。在将作为目标电流的输出电流Io供给到LED 负载的情况下，流过变压器Tl的电流如图6(a)所示。此时，将电流i2的波形面积S2a以开关周期进行平均后的值，等于输出电流 Io (假设输出电压Vo被充分地平滑，且输出电流Io固定的情况)。另外，DC-DC变换电路的理想状态为假设进行变换动作时不发生损耗的情况下， 面积Sh以开关周期取平均的值和输出电压Vo相乘后的值、与电流i 1的波形面积Sla以开 关周期取平均的值和输入电压Vi相乘后的值相等(各值相当于输出功率以及输入功率)。此外，在电流il的峰值与电流i2的峰值之间，在变压器Tl的初级一次级间的匝 数比为N的情况下，1/N倍的关系成立。图6 (b)是以下情况的波形通过串联连接三个所述LED光源构成LED负载，并通 过控制成为与上述LED负载相同的输出电流。通过将负载的构成从两个串联改变到三个串 联，从而输出电压Vo变为3/2倍。输出电流Io相同，故输出功率与输入功率的关系也随之 变为3/2倍。此时，电流il的波形面积Slb相对于面积Sla成为3/2X (周期比)倍，电流i2 的波形面积S2b相对于面积Sh成为(周期比)倍(面积Slb、S2b以开关周期取平均的值 为各自的输入电流以及输出电流)。另外，由于输出电压Vo变为3/2倍，电流i2的斜率也直接变为3/2倍。如上所述，当改变连接的负载时，电流il以及电流i2的峰值将大幅度升高。这在 实际电路中会导致开关损耗的增加，并会引起脉动电压的增加以及脉动电流的增加。图6(c)以及图6(d)表示在使用本发明情况下的动作波形。为了与前面说明的作 为现有技术的边界模式下的动作的波形(a)以及(b)进行对比，在此表示了当由驱动频率 设定部81决定基准振荡信号以使各自的开关频率相同时的波形(电感值Ll以及L2相对 于波形(a)、(b)大，除此之外的变压器Tl的匝数比等相同)。在此，开关元件Ql在一个周期中接通的期间(onduty 接通占空比)由输入电压 Vi、输出电压Vo和变压器匝数比N决定。其结果，波形(c)以及(d)的接通占空比与波形 (a)以及(b)的接通占空比分别相同。另外，面积Slc以及S2c与面积Sla以及S2a分别相 同，面积Sld以及S2d与面积Slb以及S2b分别相同。应用本发明进行动作以使流过变压器Tl的电流为连续模式，故图6(c)以及(d) 的波形成为在电流il以及i2中具有基值份的波形。将当假定的LED负载的构成为两个串联以及三个串联时的波形(c)以及(d)与现 有技术的波形(a)以及(b)比较，可以确定具有以下的特征和效果。电流il以及i2，其各自的电流峰值相对于现有技术的波形均降低。面积相同而峰 值低，故各波形的有效值变低，其结果是对于脉动电流、脉动电压的降低有效(脉动的降低 不仅是对于输出，对于输入也有效果)。另外，关于DC-DC变换电路的效率，如现有技术例所述，与不连续模式动作相比， 显然边界模式动作一方有更低的损耗。但是，当比较边界模式动作和连续模式动作时，也不能一概而论边界模式动作的效率就更高。在实际的电路中，根据当开关元件Ql转向接通、或者转向断开时产生的开关损 耗、当开关元件Ql为接通状态时流动的电流产生的损耗、由在变压器Tl中流动的电流产生 的损耗(铜损以及铁损)、在二极管Dl上产生的损耗等各种损耗，决定DC-DC变换电路的 总损耗。试分别比较图6的波形(a)以及(b)、波形(c)以及(d)，认为当开关元件Ql转向 接通时的开关损耗在连续模式动作下增加。反之，认为当开关元件Ql转向断开时的开关损 耗、或当开关元件Ql为接通状态下的损耗等在连续模式动作下减小。实际上，在实际生产 确认的结果是确认了在连续模式动作下总的损耗减小、且变换效率提高。这样，根据本发明，由驱动频率设定部81决定基准振荡信号以使流过DC-DC变换 电路的变压器Tl的电流为连续模式。这样，能够提供一种电源装置，其对应各种所设定的 半导体光源负载，且效率高，供给负载的电流的脉动少，进一步地由脉动分量产生的噪声也 减少。此外，对于实施方式1以及2，即使不检测电流i2也可，故有能够简单构成电路的优 点。但是，为了进行连续动作模式，从前述的各关系等可以导出，在驱动频率决定部81 中决定频率f以使满足至少以下关系即可。f > 1/(2 · Ll · Io · Vo) · (Vi · Vo/(N · Vi+Vo))2在此，Ll为变压器Tl的初级侧的电感值，N为初级一次级间的匝数比，Vi为输入 电压，Vo为输出电压，Io为输出电流。如本实施方式所述，为变成与边界模式动作相同的频率，在以下的关系式中，设定 频率f，设定系数k以使成为希望的频率即可。f = k/(2 · Ll · Io · Vo) · (Vi · Vo/(N · Vi+Vo))2(其中 k>l)但是，作为系数k的值，为适度地包含连续动作时的电流的基值，优选设定为至少 1.05以上的值，最好是1. 1以上的值。由此，能够更好地得到本发明的效果。(实施方式4)图7表示本发明的第4实施方式的电路图。另外，图8表示本发明的实施方式的 微机9的动作说明图。在本实施方式中，使用微机9构成控制电路的一部分。基本动作如下。流过负载2的电流由电流检测电阻Rl作为输出电流检测信号检 测，并由信号放大部4放大信号。其后，被放大的信号在误差运算部6中与基准电压Vrefl 比较，其结果作为PWM指令信号被输入到PWM信号产生部7。PWM信号产生部7产生规定的 PWM信号，并作为接通断开控制信号(变换电路驱动信号)供给到开关元件Ql。这样，构成 反馈控制系统以进行输出电流的调整。在本实施方式中，令信号放大部4为由运算放大器Amp3和其周边的电阻R12、R13、 R14构成的反转放大电路。令误差运算部6为由运算放大器Amp2和其周边电阻R10、R11以 及电容器ClO构成的比例积分电路。从微机9的TIMER端口 HF提供用于驱动DC-DC变换电路的基准振荡信号(与成 为变换电路驱动信号的生成基础的变换电路驱动信号相同的频率的信号)，将基准振荡信 号输入到锯齿波产生器OSCl。锯齿波产生器OSCl的构成满足接收此基准振荡信号，产生 以同样频率振荡的锯齿波，并在基准振荡信号上升沿的定时使输出为O。
比较器Comp4对输入到反相输入端子的、来自锯齿波产生器OSCl的信号和输入到 同相输入端子的来自误差运算部6的PWM指令信号的值进行比较。而且，比较器Comp4以 锯齿波产生器OSCl规定的(S卩，由基准振荡信号规定的)频率，根据信号的比较结果，输出 决定接通占空比的脉冲信号。将比较器Comp4的输出作为变换电路驱动信号提供给DC-DC 变换电路，对开关元件Ql进行接通断开驱动。根据上述构成，能够由驱动频率设定部81规定接通开关元件Ql的定时，DC-DC变 换电路由驱动频率设定部81所决定的频率驱动。但是，微机9将电阻R2和电阻R3对DC-DC变换电路的输出电压Vo分压而得到的 电压作为输出电压检测信号Vout由A/D变换端口读入。此外，微机9将输入电压Vi作为 输入电压检测信号Vin同样地由A/D变换端口读入。进一步地，由串行通信用端口 Write 通过通信单元给出的输出电流的目标值由输出电流目标值存储·调整部51存储。输出电 流目标值存储 调整部51由第二 TIMER端口输出基准电压调整信号Vref Control，并且将 输出电流的目标值提供给由软件构成的驱动频率设定部81，以使误差运算部6的基准电压 Vrefl成为与目标电流值相当的值。驱动频率设定部81基于输入电压检测信号、输出电压 检测信号以及输出电流目标值的值，由第一 TIMER端口将基准振动信号HF送出到PWM信号 产生部7。接下来，用图8关于微机9的动作进行说明。首先，在使电路动作开始前的初期阶 段，如上所述，使用通信单元进行输出电流目标值的设定。一旦实行步骤S 1的输出电流目 标值存储的处理(图8 (b))，则在步骤S2中，就从电源装置的外部读入作为Io*的输出电流 的目标值。而且，在步骤S3中，在微机9的内部存储器或者在微机9的外部设置的外部存 储器中存储作为目标电流值Io*的所读入的值。下一步，实行步骤S4的输出电流目标值调整的处理(图8(c))。在步骤S5中， 由微机9的第二 TIMER端口输出使误差运算部6的基准电压Vrefl向与在电路动作时所 存储的输出电流的目标值Io*相当的值变化的信号，该信号作为基准电压调整信号Vref_ Control0这样，误差运算部6的基准电压Vrefl成为与输出电流目标值Io*相当的值。在此，用图9表示用于使基准电压Verfl可变的具体的电路构成的一例。由微机 的第二 TIMER端口在高频下给出作为接通断开信号的基准电压调整信号Vref_C0ntr0l。图 9的基准电压Vref是由其他用途电路生成的控制用的稳定的电压。考虑开关元件Q20始终 断开时，此时作为基准电压Vrefl输出的电压是由电阻R20和电阻21对基准电压Vref分 压后的值(令此值为Vrefljiiax)。另外，相反地，考虑开关元件Q20始终接通时，此时作为 基准电压Vrefl输出的电压是由电阻R20、并联连接的电阻R21以及电阻R22的合成电阻对 基准电压Vrefl分压后的值(令此值为Vrefjiiin)。在使开关元件Q20以一定的频率接通 断开动作时，作为基准电压Vrefl输出的值，能够由其接通占空比设定为所述Vrefljiiax和 Vrefljnin之间的值。将构成本电路的其他的电阻R23、电容器C21等作为滤波器设置，这样可以实现基 准电压Vrefl的稳定化。顺便一提的是，要使误差运算部6的基准电压Vrefl可变，如果是 具有D/A变换功能的微机，则只要为能够使用D/A变换端口的模拟输出直接提供的结构即 可。另外，采用的方法可以如本例所示，使用TIMER端口，由来自微机9的接通断开信号(基 准电压调整信号)和外部的积分滤波器电路(图9)实质地构成D/A变换器，或者用其他方法，只要能够达成目的，具体的构成不受限制。接下来，关于图8(a)的步骤#1以后的驱动频率设定的微机动作进行说明。在后 述的步骤#9中进行驱动频率f的算出，但首先在步骤2中，进行其所用的常数k、Ll、N的设定。在步骤#3中，取得由输出电流目标值存储(步骤Sl S3)存储的输出电流的目 标值Ιο*。在步骤#4中，将DC-DC变换电路的驱动开始时使用的频率的初始值设定为驱动频 率f。到此为止的动作为电路输出动作开始前所进行的处理。在步骤S5中，进行电路动作是否为可能状态的确认。电路动作是否可能的判断， 在此由未表示的驱动频率设定以外的其他流程进行，但具体而言，基于输入电压检测信号 的值是否在动作可能范围中等情报进行判断。当在步骤#5中确认的结果是电路动作为非可能的状态时，转移到步骤#6，停止基 准振荡信号的输出(在未输出的情况下维持其状态)，返回到步骤#5，重复进行状态的确 认。当在步骤#5中确认的结果是电路动作为可能的状态时，转移到步骤#7，令基准振 荡信号的输出为许可(在已经输出的情况下维持其状态)，并转移到步骤#8。在步骤#8中，作为经A/D变换后的值取得输出电压检测信号Vout、输入电压检测 信号Vin。在步骤#9中，使用以上的各值由下式算出驱动频率f。f = k/(2 · Ll · Ιο* · Vout) · (Vin · Vout/ (N · Vin+Vout))2在步骤#10中，对在步骤9中算出的频率f的值和现在的频率f的值进行大小关 系的判定。根据此判定，当算出的值比现状的值大时转移到步骤#12，将频率f的值增加预 定的规定值量。反之，当算出的值在现状的值以下时，转移到步骤#11，将频率f的值减少预 定的规定值量。其后，返回到步骤#5，重复上述的动作。这样，驱动频率设定部81按照由输出电流目标值存储·调整部51存储的电流目 标值Io*的值和现在的输出电压检测信号Vout、输入电压检测信号Vin的值，逐次算出驱动 频率f的值进行设定以使DC-DC变换电路为电流连续模式下的动作。作为驱动频率f所设定的值，由微机9的第一 TIMER端口 HF，作为基准振荡信号 提供到PWM信号产生部7，其结果是，DC-DC变换电路的开关元件Ql由所算出的频率f驱 动。这样，在本实施方式中，通过规定开关元件Ql的接通定时，能够实现电流连续模式下的 动作。接下来，与图6相同，图10表示使用本实施方式改变输出电流目标值来进行动作 时的动作波形与、假定现有技术的边界模式下的动作的情况进行对比。图10的(a)以及(b) 的波形，用于与作为本发明的动作波形的(c)以及(d)对比来说明本发明的效果，是假定使 反激式变换器在电流边界模式下动作时的波形。例如，当以某LED负载为目标供给电流时， 流过变压器Tl的电流如图10(a)所示。接下来，假定作为目标的电流的值增大到1.25倍 的情况，此时的动作波形如同图(b)所示。通过对相同的LED负载将输出电流改变到1.25 倍，从而输出功率以及输入功率也变为1. 25倍(但是，在此为了简单，以假设电流增加引起的LED负载的电压值不变化进行说明)。此时，电流il的波形面积Slb相对于面积Sla为1. 25X (周期的比)倍，电流i2 的波形面积S2b相对于面积Sh为1. 25 X (周期的比)倍。顺便一提的是，将面积S2a、S2b 以开关周期取平均的值是各自的输入电流值以及输出电流值。如上所述，当将输出电流增 加到1. 25倍时，电流il以及电流i2的峰值将大幅升高。这种情况在实际电路中伴随开关 损耗的增加而引起脉动电压的增加以及脉动电流的增加。图10(c)以及(d)表示使用本发明时的动作波形。为了与前面说明的现有技术的 边界模式下的动作时的波形(a)以及(b)进行对比，在此表示由驱动频率决定部81决定频 率以使各自的开关频率相同时的波形(令电感值Ll以及L2相对于图10的(a)、(b)大，除 此之外的变压器Tl的匝数比等相同)。在此，开关元件Ql在一周期中接通的期间(接通占空比)由输入电压Vi、输出电 压Vo和变压器匝数比N决定。其结果是波形(c)以及(d)的接通占空比，与图10的(a) 以及(b)的接通占空比分别相同。此外，面积Slc以及S2c分别与面积Sla以及Sh相同， 面积Sld以及S2d分别与面积Slb以及S2b相同。图10的(c)以及(d)的波形，使用本发 明进行动作以使流过变压器Tl的电流为连续模式，故为电流il以及i2中具有基值份的波 形。若将当由本发明动作时的波形(C)以及(d)分别与当现有技术的边界模式下动作 时的波形(a)以及(b)进行比较，能够确定具有以下特征、效果。电流il以及i2，其各自的电流峰值相对于现有技术的波形均降低。面积相同而 峰值低，故各波形的有效值变低，其结果是对于脉动电流、脉动电压的降低有效(脉动的降 低不仅是对输出，对输入也有效果)。另外，关于DC-DC变换电路的效率，与本发明的实施 方式3所述相同，试分别比较图6的波形(a)以及(b)、波形(c)以及(d)，认为当开关元件 Ql转向接通时的开关损耗在连续模式动作增加。但是，反之，认为当开关元件Ql转向断开 时的开关损耗和当开关元件Ql为接通状态下的损耗等降低。实际上，实际生产确认的结果 是确认了在连续模式动作下总的损耗减小、且变换效率提高。这样，根据本发明，由驱动频率设定部81决定基准振荡信号以使流过DC-DC变换 电路的变压器Tl的电流为连续模式。这样，即使在改变供给到半导体光源负载2的输出电 流Io的值的情况下，也能够提供一种电源装置，其效率高，供给到负载的电流的脉动少，进 一步地由脉动分量产生的噪声少。另外，根据本实施方式，设置为输出电流Io的目标值Io*能够从外部设定(能够 可变)的构成，故能够提供对应更加多样的LED负载的电源装置。进一步地，根据上述微机 动作，所设定的驱动频率的值逐次变化，故分散了由开关动作产生的噪声的频谱，具有进一 步的噪声减少有效等特征。(实施方式5)图11表示本发明的第5实施方式的电路图。本实施方式与前实施方式的不同点 在于在DC-DC变换电路的次级侧设置了由电感L3、电容器C2构成的滤波器；和在DC-DC 变换电路的初级侧设置用于检测电流il的电阻R4以进行电流模式下的PWM控制。根据本 控制方法，有降低输出脉动的效果，但通过在次级侧设置滤波器能够进一步地降低输出电 流Io的脉动。
另外，关于电流模式下的控制，由以下动作实现开关元件Ql的接通断开控制。由 电流检测电阻Rl检测作为输出电流检测信号的在负载2中流动的电流，并由信号放大部4 放大此信号。其后，由误差运算部6将所放大的信号与基准电压Vrefl进行比较，并将其结 果作为PWM指令信号输入到PWM信号产生部7。由PWM信号产生部7产生规定的PWM信号， 将PWM信号作为接通断开控制信号(变换电路驱动信号)供给到开关元件Ql。这样，构成 反馈控制系统以进行输出电流的调整。在本实施方式中，令信号放大部4是由运算放大器Amp3和其周边电阻R12、R13、 R14构成的反转放大电路。令误差运算部6是由运算放大器Amp2和其周边电阻R10、R11以 及电容器ClO构成的比例积分电路。从微机9的TIMER端口 HF提供用于驱动DC-DC变换电路的基准振荡信，单触发电 路0neShot2接收基准振荡信号的上升沿，将置位用的脉冲信号给出到置位·复位触发器 SR-FF的置位端子S。根据此脉冲信号，置位·复位触发器SR-FF的输出Q变为高电平，驱 动开关元件Ql为接通。这样，由驱动频率设定部81能够规定接通开关元件Ql的定时。在比较器Comp4中，对来自误差运算部6的输出与以在电阻R4上产生的电压来检 测在变压器Tl初级侧流动的电流il的瞬时值后的值(一次电流检测信号)进行比较，将 其比较结果给出到单触发电路Oneshot 1。单触发电路Oneshotl接收其下降沿，将复位用的 脉冲信号给出到置位 复位触发器SR-FF的复位端子R。根据此脉冲信号，置位 复位触发 器SR-FF的输出Q变为低电平，驱动开关元件Ql为断开。此外，从微机9的TIMER端口 HF到逻辑门AND的信号输入用于规定最大接通时间 (最小断开时间)，故当基准振荡信号为低电平时，与置位·复位触发器SR-FF的输出Q无 关，开关元件Ql为断开。通过以上方法，在本实施方式中实现电流模式控制。但是，微机9将电阻R2和电阻R3对DC-DC变换电路的输出电压Vo分压而得到的 电压作为输出电压检测信号Vout由A/D变换端口读入。此外，微机9将输入电压Vi作为 输入电压检测信号Vin同样地由A/D变换端口读入。进一步地，由串行通信用端口 Write 通过通信单元给出的输出电流的目标值Io*由输出电流目标值存储·调整部51存储。输 出电流目标值存储 调整部51由第二 TIMER端口输出基准电压调整信号Vref_Control，并 且将输出电流的目标值给出到由软件构成的驱动频率设定部81，以使误差运算部6的基准 电压Vrefl成为与目标电流值相当的值。驱动频率设定部81基于输入电压检测信号、输出电压检测信号以及输出电流目 标值的值，由第一 TIMER端口将基准振动信号HF送出到PWM信号产生部7。关于微机9的动作与第4实施方式基本相同(如图8)。在本实施方式中，也由驱动频率设定部81决定基准振荡信号以使流过DC-DC变换 电路的变压器Tl的电流为连续模式。这样，与前实施方式同样，能够提供一种电源装置，其 效率高，供给负载的电流的脉动少，进一步地由脉动分量产生的噪声少。此外，在本实施方式中，其构成满足由电流模式下的控制来进行PWM控制(使流 过初级侧的电流il的峰值与来自误差运算部6的指令值相同的控制方法)。因此，例如，即 使在电源E无意中发生骤变的情况下，也能够适当地限制电流il。因此，抑制电流il瞬间 过大以及随之而来的电流i2也过大的事态。其结果是能够提供一种能够稳定地控制输出、 即脉动少的电源装置。
但是，当用电流模式控制DC-DC变换电路的情况下，有以下情况动作的稳定点不 在一个点上收敛，如开关频率跳跃的不稳定状态(即频率减半现象)产生。在这种情况下， 如图11的电路中，将具有与开关频率同步的具有规定的斜率的信号叠加到一次电流检测 信号并输入到比较器Comp4等，这样，能够实现稳定的动作。(实施方式6)图12表示本发明的第6实施方式的微机9的动作说明图。另外，图13表示本实 施方式的动作说明用的波形图。本实施方式与前实施方式4、5比较，不同点如下。在图12的微机的流程中，为在步骤#2中将输入电压Vin的值设定为常数的点以 及在步骤#8的A/D变换值的取得中仅取得输出电压Vout的点。进一步地，追加步骤#13 以及步骤#14，确认现状的驱动频率f是否达到预先设定的驱动频率的下限以及上限值。而 且，在达到各自的情况下，不再减少或者增加在该值以上的频率的值。如上所述，在本实施方式中，其构成为输入电压Vin的值不是读入实际的值，而 是使用作为预定常数设定的值进行驱动频率的算出。在此，在电源装置通常使用的电压范 围内，将作为常数设定的输入电压Vin的值设定为假设电压值为最高时的值。假定相同输出电压、输出电流的情况，有输入电压越高，用于电流连续模式动作所 需的驱动频率越高的倾向。因此，在作为输入电压Vin的值预先假定的输入电压中使用最 高时的值。这样，在以基于此值求出的频率f驱动的情况下，必然成为连续模式下的动作。这样，在本实施方式中，每当算出驱动频率f时，作为A/D变换值读入的值仅为输 出电压Vout即可。因此，有在微机中读入、运算的各处理变得简单，能够使用更低价的微机 等优点。另外，每次算出驱动频率时，进行变化的参数仅为输出电压Vout，故能够使在步骤 #9中进行的运算简略化，使处理更轻松。例如，将输出电压Vout与(f/Io*)的关系作为表 格数据预先近似地存储。每回的处理从其表格数据中读取与由A/D变化值的取得而得到的 输出电压Vout的值相对应的(f/Io*)的值。而且，通过将Ιο*的值与其读出值做乘法运算， 得到驱动频率f的值。通过这样使计算简略化，故能够使微机的负载更加减轻。接下来，追加步骤#13以及步骤#14，确认现状的驱动频率f是否达到预先所设定 的驱动频率的下限以及上限值。而且，在达到各自的情况下，不再减少或者增加频率的值。 关于这一点进行说明。在步骤#13中，进行判定现状的驱动频率是否在预先所设定的驱动频率的下限值 以下。当现状的驱动频率不在下限值以下时，转移到步骤#11，将驱动频率f的值减少规定 值量。当现状的驱动频率在下限值以下时，通过跳过步骤#11，进行处理以使不再减少驱动 频率f的值。在步骤#14中，进行判定现状的驱动频率是否在预先所设定的驱动频率的上限 值以上。当现状的驱动频率不在上限值以上时，转移到步骤#12，将驱动频率f的值增加规 定值量。当现状的驱动频率在上限值以上时，通过跳过步骤#12，进行处理以使不再增加驱 动频率f的值。例如，当连接某负载时，假设如图13的(a)所示的波形进行动作。进而假设驱动 频率几乎达到预先所设定的频率的下限值。此时，考虑增加输出电流的目标值进行动作的 情况。通过设置频率的下限，使频率不降低到下限以下，为了输出作为目标的输出电流，而波形成为(b)那样。即，在对于(a)频率几乎保持相同的状态下，电流的基值量增加，能够 对应负载。顺便一提的是，(b)中虚线画的是对频率设置限制时的波形。这样，即使在连续模 式动作下对频率设置限制时，也能够取符合负载的输出动作。在本实施方式中，能够使驱动开关元件Ql的频率的值在由预先设定的频率的下 限值以及上限值规定的范围。即，能够对驱动频率设置限制。因此，能够提供对应更宽特性 范围的负载的电源装置。这关于所有的实施方式均能够适用。另外，一旦频率变化过快，例如，在有噪声滤波器的设计变难、或者频率降低时，有 滤波器大型化等问题的情况下，通过使用本实施方式能够解决问题。(实施方式7)图14表示本发明的第7实施方式的微机动作说明图。在本实施方式中，代替前实 施方式的驱动频率设定的流程，使用图14所示的流程，使图11所示构成的电路进行动作。 在由本流程使电路进行动作的情况下，电路动作开始后，在经过规定时间的时点上，驱动频 率的决定操作仅实施一次。其后，直到电路动作停止之前的期间，电路由所决定的频率驱 动。按照图14流程，以下关于此动作的详细情况进行说明。在本实施方式中，新设置 了标记(flag)FS。根据标记FS的状态进行判定是否为应该决定驱动频率的状态。按照 该结果，电路动作开始后，仅实施一次频率的决定操作。具体如以下所示。在步骤#4的初始值设定中，清零(clear)标记FS。其后，在步骤 #15中确认标记FS的状态，当标记FS清零时转移到步骤#16。在步骤#16中，得到步骤#7 中的基准振荡信号的输出许可后，判定是否经过了预先设定的规定时间。当没有经过规定 时间时返回到步骤#5，继续进行经过时间的确认操作，在经过规定时间后转移到步骤#8。在步骤#8中，取得输出电压检测信号Vout的A/D变换值，在步骤#9中决定频率 f0其后，将由步骤#17决定的频率f设定为驱动频率。接下来，在步骤#18中对标记FS置 位，并返回到步骤#5。其后，在进行电路动作期间，标记FS处于被置位的状态，故在步骤#15 中的判定结果始终为“否”。这样，就不转移到步骤#16以后。当在步骤5中判定电路不是动作可能状态时，转移到步骤#6，停止基准振荡信号 的输出。另外，继续在步骤#19中清零标记FS。这样，再次在步骤#5中判断电路可能动作， 在开始动作时，与上述相同，经过规定时间后，仅进行一次的频率决定。这样，在本实施方式中，驱动频率f的决定仅在电路动作开始后实施一次。因此， 不用周期地用微机进行用于决定驱动频率f的操作。因此，由于微机的负担减轻，故有能够 使用更低价的微机的优点。此外，通过令决定驱动频率的定时为动作开始后经过规定的时 间，从而能够在输出稳定后无误地决定频率。另外，在第3实施方式以后到现在所述的各实施方式中，至少取得输出电压检测 信号Vout的A/D变换值，决定驱动频率f。但是，在所假定的负载的范围受到某种程度限制 等情况下，使用在其负载的范围中频率最高时的输出电压检测信号Vout，求出此时所需的 频率的值。能构成为通过预先设定频率的值，能够得到期待的效果。这样，能够以更简单的 控制电路得到本发明的效果。例如，考虑变压器Tl的初级侧电感值Ll为3.0μΗ、初级一次级间匝数比为5、输入电压Vin在10 16V的范围变化的情况。令所连接的各种负载的电压(即，输出电压检 测信号)为23 46V的范围内的某值，负载的电流(即，输出目标电流值Io*)为0.75 1. OA范围内的某值。若在这种情况下，根据上述的计算式，可知预先设定至少大于174kHz 的值作为频率f即可。另外，在所假定的负载的各输出电流的值相同的情况下，可以将输出电流的目标 值Io*预先写入微机等进行存储。这能够适用于所有的实施方式，这样，能够以更简单的控 制电路得到本发明期望的效果。此外，各实施方式是例示，例如，在使用微机实现的实施方式中，其构成也可以由 个别的电子电路得到同样的动作。另外，DC-DC变换电路和控制电路的构成不限于各实施方 式中例示的构成。例如，误差运算部6例示了比例积分电路，但也可以是其他的比例电路。 此外，关于微机的动作流程不限于图示，只要是得到同样的动作的构成即可。(实施方式8)图15表示本发明的第8实施方式的灯具的截面图。图示的灯具表示车用的前照 灯90的构成的概要。将具有上述的构成、由金属框体包装的电源装置95安装搭载在前照 灯框体的下面部。在放热板92上安装由多个LED元件构成的LED模块20，LED模块20以 及放热板92与由透镜和反射板构成的光学组件91 一起构成光源单元。光源单元在前照 灯90的框体上由光源组件固定用夹具93固定。电源装置95的输入电源线96连接到电池 (图中未标示)，且通信线97连接到车两侧的单元(图中未标示)。通信线97的设置是用 于当负载发生异常时向车两侧通知异常，但也可以构成为，例如，使用本通信线97从外部 向电源装置95发送输出电流的目标值(例如，用LIN进行通信等)。将电源装置95的输出 线94连接到LED模块20根据本发明，能够提供一种包括能够对应各种所设定的半导体光源负载且效果 高、供给到负载的电流的脉动少的电源装置的灯具。这样，没有必要根据各种所设定的负载 单独准备电源装置，因此按照灯具的设计能够设定多种多样的负载，能够实现灯具性能的 提高、设计性的提高等。此外，由于能由相同的电源装置对应各种负载，因此结果能提供廉 价的灯具。此外，能提供效率好的节省能量的灯具，进一步由于能将电流脉动抑制地较低， 因此能够提供噪声性能好的灯具。(实施方式9)图16表示本发明的实施方式9的车的立体图。是将上述的灯具用作车100的前 照灯101的例子。通过搭载上述灯具，能够提供安全性和设计性更高、环境性能和舒适性优 越的车。此外，在此表示了将本发明的电源装置用于车100的前照灯101的情况，但关于其 他的方向指示器102和尾灯103等的应用，也能得到同样的效果。(产业上的利用可能性)本发明的电源装置以及使用该电源装置的灯具，不仅对于车，还能用到各种灯具 中。
权利要求
1.一种电源装置，对半导体光源负载供电而点灯，具有DC-DC变换电路，其包括电感组件和开关元件，当所述开关元件接通时，由输入电源对 所述电感组件蓄积能量，当所述开关元件断开时，所述电感组件所蓄积的能量向负载侧放 出，从而进行电压变换；和控制电路，其控制所述开关元件的接通断开动作以使DC-DC变换电路的输出电流与目 标值相同，所述电源装置的特征在于，至少在所述控制电路中设置对使所述开关元件接通的定时进行规定的机构，以使在所 述电感组件中流动的电流成为连续模式动作。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，对使所述开关元件接通的定时进行规定的机构构成为当所述开关元件断开时，检测 由所述电感组件向负载侧放出能量时流动的电流，当所检测的电流值在规定值以下时，使 所述开关元件接通。
3.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，进行控制以使所述开关元件处于断开的时间至少持续第一规定时间以上，且不超过第 二规定时间。
4.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述DC-DC变换电路由反激式变换器构成。
5.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，对使所述开关元件接通的定时进行规定的机构，通过决定用于驱动所述开关元件的频 率而构成。
6.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，至少基于所述DC-DC变换电路的输出电压的值，决定用于驱动所述开关元件用的频率。
7.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，所述DC-DC变换电路由反激式变换器构成，当输入电压为Vi、输出电压为Vo、输出电流目标值为Ιο、构成所述反激式变换器的变 压器的初级-次级匝数比为N、初级侧的电感值为Li、驱动所述开关元件的频率为f时，所述控制电路决定用于驱动所述开关元件的频率以满足下述条件f > 1/ (2 · Ll · Io · Vo) · (Vi · Vo/(N · Vi+Vo))2。
8.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于，所述控制电路，在系数为k的情况下，决定用于驱动所述开关元件的频率以满足 f ^ k/(2 · Ll · Io · Vo) · (Vi · Vo/(N · Vi+Vo))2 的条件，系数k的值至少为1. 05以上的值。
9.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，在所述DC-DC变换电路的输入电源通常所使用的电压范围内，假定电压值为最高值的 情况来决定驱动所述开关元件的频率。
10.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，进行控制以使驱动所述开关元件的频率的值，至少在第一规定频率以上，且在第二规定频率以下。
11.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，用于驱动所述开关元件的频率在电路动作处于停止之前的期间使用在电路动作开始 时设定的值。
12.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，用于驱动所述开关元件的频率使用对电源装置预先设定的值。
13.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，按照所述输出电流的目标值能够从电源装置的外部设定的方式构成。
14.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于， 所述输出电流的目标值使用对电源装置预先设定的值。
15.一种灯具，其特征在于，搭载了权利要求1 14中任意一项所述的电源装置。
16.一种车，其特征在于，搭载了权利要求15所述的灯具。
全文摘要
本发明涉及一种电源装置以及使用该电源装置的灯具以及车。本发明提供的电源装置，其能够对应各种所设定的半导体光源负载，且效率高，供给到负载的电流的脉动少。对半导体光源负载(2)供电而点灯的该电源装置具有DC-DC变换电路，其包括电感组件和开关元件，当所述开关元件接通时，由输入电源(E)对所述电感组件蓄积能量，当所述开关元件断开时，所述电感组件所蓄积的能量向负载侧放出，从而进行电压变换；控制电路，其控制所述开关元件的接通断开动作以使DC-DC变换电路(1)的输出电流(Io)与目标值相同，其中，至少在所述控制电路中设置对使所述开关元件接通的定时进行规定的机构(8)，以使在所述电感组件中流动的电流为连续模式动作。
文档编号H05B37/02GK102047760SQ20098011926
公开日2011年5月4日 申请日期2009年5月25日 优先权日2008年5月26日
发明者神原隆 申请人:松下电工株式会社