专利名称：X射线管的模块化供电及其方法
技术领域：
根据第一个方面，本发明涉及一种电源.更具体地，本发明涉及 一种用于x射线源的电源.
背景技术：
为了给X射线管供电，需要具有高输出电压的DC电压源.为了医 学上的应用，用于一个X射线管的加速电压位于15KV和160KV之间. 为了工业上的应用，该加速电压能够达到400KV以上.在操作期间， 在几伏特到IOOKV的电压给X射线管供电.
在现有技术中，用于具有谐振电路转换器拓朴的X射线管的电源 是公知的.它们通常的原则是整流主电压，将其平滑并随后将其提供 给工作在高频状态的DC/AC转换器，该DC/AC转换器提供具有高频AC 电流的高电压变压器.以这种方式，高电压变压器形成具有高输出电 压的高频AC电流源。在整流和平滑这个电压后，将其提供给X射线管 的电极。
涉及高电压的产生和绝缘的难点经常通过将整个电压分成两个具 有近似相同最大值的部分电压来减轻.通常，两个部分电压的公共电 位经常连接到地.根据这个原理，要绝缘150KV的电压，需要两个分 离的相对于地绝缘的路径. 一个绝缘路径相对于地绝缘+ 75KV并且另 一个相对于地绝缘—75KV.
然而，对一些X射线应用来说，其希望建立相对于地的完整的DC 高电压.在这种情况下，可以保持X射线管的阴极接近于地电位而其 阳极例如在120KV，反之亦然.这种应用称为单极性高压电源，其允许 X射线管的一个电极保持在最大DC电压而X射线管的另一电极接近地 电位.
在W001/37416A2中，公开了一个具有逆变器的单极高压电源。电 源具有一个逆变器，其中逆变器与谐振电路一起工作并且能够被控制 以通过控制单元来调整输出功率.控制单元在高输出功率和低输出功 率范围之间开关电源。
在JP05029091中描述了另一种类型的高电压电源.该电源包括并 联连接到DC电源的多个谐振逆变器电路， 一个控制单元输出可变频率 的控制电压来适应高电压电源的输出功率.
发明内容
本发明的一个目的是提出了一种具有大输出功率范闺的电源，特 别适用于低输出功率范围.
此目的是通过这样一个电源来解决的，此电源包含有DC电压源、 控制单元和多个高电压通路.每个高电压通路包括逆变器、谐振电路、 变压器单元和整流器.该谐振电路与该逆变器共同工作.该逆变器由 第一开关单元和第二开关单元组成，由此可以在笫一开关状态提供第 一极性的电压给所述谐振电路，同样在第二开关状态提供第二极性的 电压给所述谐振电路.开关状态可以由该控制单元以这样的方式来进 行切换，即在用于高输出功率的笫一操作模式中，可以通过在谐振频 率的范闺内改变开关频率来调整输出功率.在用于低输出功率的笫二 操作模式中，能够通过在基本恒定的开关频率上改变开关状态的持续 时间来调整输出功率，其中该恒定的开关频率比谐振电路的谐振频率 至少低一个预定的系数.两个操作模式的应用使得本发明的电源能够 覆盖一个大的输出功率范围.
在本发明的一个实施例中，各个高电压通路都是相同的.然而， 该多个高电压通路包含不同的通路是有利的，即，各通路具有不同的 输出功率.此特性允许电源来适应具有特殊功率需要的特殊应用.
该电源的另一个优选实施例中，控制单元以相移方式来开关不同 通路的谐振电路.以这样的方式可以减小输出电压的紋波.
为了改变输出功率，如果控制单元适于开关具有不同频率的谐振 电路，这将是有用的，当高电压通路开或关时，开关频率的变化允许 平滑的转换.
本发明电源的另一个实施例中，控制单元用于以脉冲宽度调制模 式来开关谐振电路.在这个操作模式下可能减少输出功率到较小的 值。
根据第二个方面，本发明涉及一种根据本发明的笫一方面用于操 作高电压电源的方法，根据本发明的第二方面该发明方法涉及怎样减
小输出功率到较小的值，
根据本发明的方法，建议通过脉冲宽度调制在一个固定的开关频 率对多个高电压通路中的一个进行调制，同时所有其它的高电压通路 保持不工作.以这种方式可能减小输出功率到非常低的值.
根据本发明方法的一个改进，已经发现在多个高电压通路中改变 工作的高电压通路的次序来允许以前工作的高电压通路有相对较长的 不工作周期来使其冷却是非常有效的.
根据本发明的一个有利的实施例，建议测重工作的髙电压通路的 温度并且如果测量到的温度超过一个预设的阈值温度时开始改变该高 电压通路的次序.
根据本发明的一个变形，建议如果高电压通路已经工作了一个预 设的时间周期则则开始改变该高电压通路的次序.明显地，此变形不 需要温度传感器.
结合附困来解释本发明的示例性实施例.在图中相应元件或部件
标有相同或相似的参考数字，其示出了
困1为现有技术中的双极性高电压电源， 图2为现有技术中的单极性高电压电源，
图3为根据本发明具有四个高电压通路的电源的示意性电路困， 图4为图3的电源的一个高电压通路的第一拓朴， 图5为本发明的另一个实施例的部分示意性电路困， 困6为本发明的再一个实施例的部分示意性电路困， 图7为根据本发明具有四个高电压通路的另一个电源的示意性电 路图，
图8为说明用于不同输出电流的本发明电源的操作模式的示意 图，并且
图9为显示作为输出功率的函数的电源效率的示意图.
具体实施例方式
在图1中，示出了一个双极性高电压电源的示例，该双极性电源 包括两个DC/AC转换器la、 lb，每个转换器连接到两个分离的变压器2a、 2b的初级側。每个变压器2a、 2b的次级側连接到整流器3a、 3b， 整流器3a、 3b各自都具有独立的平滑电容器4a和4b.每个平滑电容 器4a和4b的一个管脚具有一个公共连接点5,公共连接点5本身就连 接到地电位.电容器4a和4b的另外一个管脚连接到X射线管6.更具 体地，电容器4a连接到X射线管6的阳极7并且电容器4b连接到X 射线管的阴极8.电容器4a和4b分别提供具有相同值但正负相反的电 压lh和U"电压lh和Uic建立起整个阳极-阴极电压U".阳极-阴极电 压U"的值是值lh和U的和.显然地，在双极性电源中，高阳极-阴极 电压U"分成两个相等的电压Ua和U，其相比整个阳极-阴极电压U"
的绝缘具有较小的困难.
图2示出了单极性高电压电源的一个实施例.困2中单极性电源 的结构与图1中示出的双极性电源的一半非常相似.单极性电源包括 DC/AC转换器1、变压器2、整流器3和平滑电容器4.电容器4的管 脚连接到X射线管6的阳极7和阴极8.与双极性电源相反，单极性电 源提供整个的阳极-阴极电压Un。
困3示出了根据本发明的电源的示意性电路困，其整体用附困标 记30表示.电源30包括主整流器31来整流AC主电压到DC干线电压. DC干线电压提供在整流器31的输出端并由电容器32进行平滑.平滑 后的DC千线电压提供给四个高电压通路33a到33d，在下面将更详细 地描述.高电压通路33a到33d的输入与DC干线电压并联连接.高电 压通路33a到33d的输出与X射线管(未示出)并联连接.每个高电 压通路33a到33d的结构都包括逆变器INV、变压器TR和整流器RECT. 出于说明的目的，图3中用虚线包闺了高电压通路33a.
对于本领域技术人员来说，本发明不局限于使用四个高电压通路 而在本发明的其它实施例中高电压通路的数量能够变大或者变小是显 而易见的，实际上，本发明的另一个实施例就包括了六个高电压通路，
图4说明了高电压通路的示意性电路困.DC干线电压用DC电压源 40表示，其与逆变器的笫一支路41和第二支路42并联连接.笫一支 路41包括串联连接的笫一半导体开关Sl和第二半导体开关S2(例如， 开关晶体管).笫一自由运转二极管Dl和第二自由运转二极管D2分 别与第一和第二半导体开关Sl、 S2反向并联。相应地第二支路42由 串联连接的第三半导体开关S3和第四半导体开关S4组成。第三和第 四自由运转二极管D3和D4反向并联于第三和第四半导体开关.第一 和第二半导体开关Sl、 S2的连接点构成逆变器的第一输出端Pl.由第 三和第四半导体开关S3、 S4的连接点分出逆变器的第二输出端P2.
逆变器的输出端P1、 P2串联连接到谐振电路，其中谐振电路由串 联连接的电感L和电容器C形成.电感L和电容器C连接到变压器TR 的初级绕组，变压器TR的次级绕组连接到桥式整流器Gt的输入.桥式 整流器Gl的输出连接到负栽Rl和平滑电容器Ct.负栽Rl和平滑电容器 d并联连接.负栽RL在输出电压Uout下提供输出电流Iout.
一个可编程控制单元46为每对开关Sl/S2和S3/S4产生开关信 号，其中这些开关信号交替地开关这些开关对到导通状态和关闭状 态，以使得各自的交变极性的方波电压出现在逆变器的笫一和笫二输 出端P1、 P2,该方波电压构成谐振电路的谐振回路电压U"",这个电 路允许通过逆变器的脉冲频率调制(PFM)来调制输出DC电压的振幅.
困5示出了本发明的另一个实施例的部分电路结构. 一个变压器 TR具有两个次级绕组51，它们与格里茨桥(Graetz bridge) 52串联 耦合。
图6示出了本发明的又一个实施例的部分电路结构.此实施例提 供了两个变压器TR,每个变压器TR均具有一个次级绕組61,次级绕 组61通过倍压器62并联辆合.
对于一些应用，可能需要比单个转换器所能提供的功率更高的输 出功率.如闺7中所示，几个逆变器71a到71d连接到高性能DC电压 源，在这个实例中，两对逆变器71a到71d连接到由困7中未示出的 DC电压源提供的两个分离的中间电压U".逆变器71a到71d中的每个 给由容性、感性和阻性元件72a、 "a、 74a到Hd、 73d、 74d组成的 谐振负栽电路供电.每个谐振电路都包括将电压转换到更高电平的变 压器。如图7中所示，几个谐振电路可以分别连接到单个高电压变压 器75a、 75b。变压器75a、 75b的次级电流可以通过高电压级联76a、 76b来整流，如在图7中所指示的，负栽7 a、 77b并联连接到由高电 压级联76a、 76b提供的已整流的高电压，在本发明的特定实施例中， 每个级联提供50KW的功率.
对于整流，熟悉本领域的技术人员都知道，不同类型的整流器都 能够用于这个目的格里茨桥、格菜纳赫系列乘法器(Greinacher
series multiplier)、级联乘法器和倍压器.
本发明的电源的总输出功率范围可以分成多个范围.图3中示出 的实施例中，所有高电压通路都被同等地度量并由此具有相同的输出 功率.在这种情况下，输出功率范闺由工作的高电压通路的数量来决 定.为了提供最高的输出功率，所有高电压通路都工作.在最低输出 功率范围内仅单个高电压通路工作.通过顺序地激活其他的高电压通 路直到所有高电压通路均工作来增加输出功率.如将在下面进一步描 迷的一样，调制开关频率允许在高电压通路开关期间得到平滑的转 换.通过相反地执行这个顺序，即通过顺序地关断高电压通路直到单 个信号通路工作，来实现输出功率的减小.
根据从W001/37416中已知的控制方法，相似高电压通路的电路配 置的首要条件是对于输出髙电压的每个值能够覆盖从最大电流Imax到 Imax/2的电流范闺.这个方法避免了功率半导体器件中的显著的开关 损失.那就是说电流波形由全周期组成，并且当电流振幅等于零时功 率半导体器件导通，并且振荡能够自然地衰减.在振荡周期没有进一 步的工作的开关操作.在理想状态下，当谐振电流变换其符号时发生 一个换向在笫一半振荡期间，工作的功率半导体器件传输电流，并 且在第二半振荡期间当电流符号改变时，电流换向到以反向并联配置 连接的二极管(图4).这个操作模式仅仅包括了最小的开关损失，在 这个输出功率范闺，功率仅由开关频率的变化来控制.
希望利用仅包含最小开关损失的PFM操作模式能覆盖整个可变输 出功率范围的最大部分.在假设近似恒定的中间电路电压Uzk下而不 是在此操作模式下，定义的输出功率能够通过串联谐振电路传送到具 有最大开关频率的X射线管.最大开关频率近似地等于串联谐振电路 的谐振频率的50%到55%.这个限制是由这样的实际情况引起的两 个随后的谐振电路振荡必须是零.建议的搮作方法提出，在这个模式 下的最小开关频率与输入电压Uzk的规定值有关并且输出电压Uout小 于最大开关频率的50%.因此X射线管的放射电流以及因此的输出功 率能够最大降低到50%.
此类型的操作通过使用在最大输出功率下操作的单个高电压通路 或者通过使用各自仅在最大输出功率的一半下操作的两个相同的高电 压通路，允许达到由特定的输出电压和输出电流(Uout、 Iout)所定
义的相同操作点.两个独立的相似通路的操作具有进一步的优点，即 它们能够通过一定数量的相位移动的操作来减小输出电压的紋波.
在这个原理的实际实施例中，重要的是在具有最大输出功率的单 个通路的操作和具有最小输出功率的两个通路的操作之间提供输出功
率的一些重叠来允许在两个不同的模式之间的平滑转换.这些在图8 中示出.
闺8示出了横坐标为输出电流以及纵坐标为开关频率的困.困中 的数字代表工作的高电压通路的数目.需要指出的是，该困涉及具有 六个高电压通路的电源.但除此之外，其与困3和闺7示出的实施例 没有原则上的区别.在在140mA到280mA的输出电流范闺内仅单个高 电压通路工作.能够看出在280mA的输出电流时第二高电压通路导通， 与此同时开关频率"从60kHz降低到30kHz.为了提供更高的输出电 流，开关的频率再次上升.在560mA输出电流的情况下，电源从两个 高电压通路工作切换到四个髙电压通路工作.开关频率再次从60kHz 降低到30kHz,最后一个步骤发生在当电源从四个切换到六个工作通路 时输出电流为840mA.然而，在这个情况下，开关频率从45kHz降低 到仅30kHz.原因在于，与前面步驟相反，高电压通路的数量不是加倍 的.
并且如果在本发明的其它实施例中高电压通路并不相同，开关频 率必须相应于高电压通路的不同输出功率来改变以产生平滑的转换.
为了增加输出功率，开关频率也可以增大直到电流间隙(current gap )已经再次变为零或者通过激活一个或多个其他通路并相对地使开 关频率适应.术语"电流间隙"的意思参考W001/"""2中所描述的 PFM操作方法.如果所有的逆变器都工作在它们的电流间隙近似为零的 情况下，能够获得在此模式中的最大输出功率.在本实施例中，此情 况发生在等于60kHz的开关频率fT.
如果一个或多个转换器的开关频率fT增加超过这个点，那么就传 输更多功率.然而，在这个工作模式下，在半导体开关上产生更多的 开关耗散，并且肯定以热量的形式传导出来。如图8中所示，在140迈A 到168OmA输出电流的功率范围内的很大一部分都是可以在PFM操作模 式下控制的，而不会在功率半导体器件中导致开关耗散.明显地，输 出电流范围能够通过进一步增加高电压通路的数量能够扩展到非常高
的电流.
与之相反，有的时候需要在非常小的电流来操作X射线管，其有 可能是低到OfflA。这种情况在图8的左手側示出.能够从图中看出，开 关频率保持在30kHz.替代进一步减小开关频率，可以选择用于具有可 变占空比的转换器的脉冲宽度调制.通过在当电流流过的第一半振荡 期间关闭至少一个功率半导体器件来获得小的输出功率范闺.不依赖 于开关频率，占空比能够适应谐振电路的谐振周期，这样输出功率能 够减小到零，作为脉冲宽度调制(PIM)，调制占空比是公知的.因为 在PWM操作模式下功率在工作的半导体器件中被耗散，低开关频率对 减小半导体器件中的功率耗散是有益的.从0到140mA，由PWM调制 来调制输出电流，同样从140mA到280mA应用脉冲频率调制(PFM).
在具有非常低的输出功率的操作模式中产生了显著的开关损耗. 这些耗散损失必须被传输出去.实际上有时需要在相对较长的低输出 功率期间操作高电压源，这也加重了上述问題.于是在单个高电压通
路中处理热量负栽变得困难.为了减轻上述问題，本发明的电源的一 个优选实施例顺序地打开和关断不同的高电压通路来使得它们在相对 长的不工作期间冷却.这样可以减小如电扇等的制冷设备的花费.当 从一个高电压通路转换到另外一个时，可以通过緩慢地逐步停止当前 工作通路并且緩慢地逐步启用其它此前不工作的通路来获得输出电流 中的平滑转换.
在本发明的一个实施例中，在预设时间周期过去之后，开始改变 工作的高电压通路的次序.然而，在另一个优选实施例中，提供一个 温度传感器来测量工作的高电压通路的逆变器、变压器或者整流器或 者其它任何温度关鍵部件的温度.在这个实施例中，如果检测到的温 度超过预设的阈值温度，则开始改变次序.任何合适的和商用温度传 感器都能够用于此目的，例如热敏电阻.在图中没有示出温度传感器.
图9示出了作为输出功率函数的高电压通路的效率.图9从效率 的透视图表现了电源中的高和低损耗的操作区域.在低和高输出功率 范围内的低效率相应于高损耗，同样高效率相应于低损耗.具有高效 率的优选操作区域在图9中的两个垂直线之间。在优选搮作区域之外 就发生了显著的开关损耗.
最后，需要注意的是，权利要求中的附图标记不能被理解为限制 权利要求的范围。附图标记仅仅是提供帮助权利要求的理解.
权利要求
1.一种电源，包括DC电压源、控制单元(6)，以及多个高电压通路(33a...33d)，其中每个高电压通路包括逆变器(INV)、谐振电路(L，C)、变压器(TR)以及整流器，其中该谐振电路(L，C)与该逆变器共同工作，其中该逆变器由第一开关单元(S1，S2)和第二开关单元(S3，S4)组成，由此可以在第一开关状态提供第一极性的电压给所述谐振电路，由此可以在第二开关状态提供第二极性的电压给所述谐振电路，其中开关状态可以由控制单元(6)以这样的方式切换在用于高输出功率的第一操作模式中，可以通过在谐振频率的范围内改变开关频率(fT)来调整输出功率，并且在用于低输出功率的第二操作模式中，能够通过在基本恒定的开关频率上改变开关状态的持续时间来调整输出功率，其中该恒定的开关频率比谐振电路的谐振频率至少低一个预定的系数。
2. 根据权利要求1的电源，其特征在于所述多个高电压通敏33a… 33d)包含不同类型的通路.
3. 根据权利要求1的电源，其特征在于控制单元(6)以相移的 方式开关不同通路的所述谐振电路.
4. 根据权利要求1的电源，其特征在于控制单元(6)适用于开 关具有不同频率(fT)的所述谐振电路.
5. 根据权利要求1的电源，其特征在于控制单元(6)用于以脉 冲宽度调制(PWM)模式来开关所述谐振电路.
6. —种用于操作包含多个高电压通路的电源的方法，其特征在于 通过脉冲宽度调制在固定的开关频率对所述多个高电压通路中的一个 进行调制，同时所有其它的髙电压通路保持不工作.
7. 根据权利要求6的方法，其特征在于在所述多个高电压通路中 改变工作的高电压通路的次序.
8. 根据权利要求7的方法，其特征在于通过测量工作的高电压通 路的温度并且如果测量到的温度超过一个预设的阈值温度则开始改变 该高电压通路的次序.
9. 根据权利要求7的方法，其特征在于如果工作的高电压通路已 经工作了预设的时间周期则开始改变该高电压通路的次序.
全文摘要
提供了一种电源，该电源(30)包括DC电压源、控制单元(6)以及多个高电压通路(33a…33d)。每个高电压通路(33)包括逆变器(IKTV)、谐振电路、变压器(TR)以及整流器(RECT)。上述谐振电路与上述逆变器(INV)共同工作。逆变器(INV)由第一开关单元和第二开关单元组成，由此可以在第一开关状态提供第一极性的电压给谐振电路，同时在第二开关状态提供第二极性的电压给谐振电路。开关状态能够由该控制单元以这样的方式来切换在用于高输出功率的第一操作模式中，可以通过在谐振频率的范围内改变开关频率来调整输出功率，在用于低输出功率的第二操作模式中，能够通过在基本上恒定的开关频率上改变开关状态的持续时间来调整输出功率。
文档编号H05G1/10GK101111988SQ200680003502
公开日2008年1月23日 申请日期2006年1月26日 优先权日2005年1月28日
发明者B·弗雷黑特-詹森, B·瓦格纳, C·保罗, C·沃勒特森, C·洛夫, F·米勒, K·霍夫曼, M·克林格尔霍勒, W·雷克斯豪森 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司