受控的启动模式的直接驱动冷阴极荧光照明的电路的利记博彩app

专利名称：受控的启动模式的直接驱动冷阴极荧光照明的电路的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及冷阴极荧光照明(CCFL)，具体地说涉及提供一种受控的启动模式的方法。
背景技术：
在电子学技术领域中，液晶显示器(LCD)是众所周知的。在笔记本计算机中，它的LCD的背光部分是最大功耗的器件之一。该LCD通常采用一种冷阴极荧光灯(CCFL)用作背部照明。不过，为了正常的工作，该CCFL需要AC高压电源。明确地说，该CCFL在约50kHz时，需要约600Vrms。而且，该CCFL的启动电压可以是象它正常工作的电压的两倍那样高。因此，甚至于启动CCFL工作需要超过1000Vcms。
在最佳的运用中，笔记本计算机中的电池必需产生该CCF1所需的AC高压。为增加重要的电池寿命。在本领域中的技术人员力求提供一种装置，把这低的DC电压源转变成所需的AC电压。一种磁性变压器(下文简称变压器)可以提供上述的转换。CCFL电路可在各个方面影响这个变压器。
例如，

图1示出一种示范性的Royer CCFL电路100，在该电路中，NPN晶体管Q1和Q2的发射极耦合到电感器，而NPN晶体管Q1和Q2的集电极则连接到变压器T1初级线圈对向的两端点。变压器T1的中心抽头连接到电池(在本例中，是12V电源)。变压器T1的第二初级线圈连接在NPN晶体管Q1和Q2的基极之间。其它的一些元部件，例如两极管D1/D2，电阻器R1、R2，电容器C1和200kHz的振荡器组成了控制CCFL中电流的调整电路。在这结构中，Royer CCFL电路100基本上起着固定的输出电压转换器的作用，其中，它在节点101处升高的电压正比于次级线圈的圈数除以初级线圈的圈数。
重要的是，该被升高的电压必须至少是CCFL的起弧电压。明确地说，在起弧之前(即，CCFL如一开路)，没有电流流经电容器C3，所以跨接在它两端的电压变高(即，高达起弧电压)。不过，在起弧之后，电流开始流过电容器C3，所以跨接在它两端的电压降到所要的工作电压。
图2A示出示范性的直接驱动CCFL电路200，在该电路中，n型晶体管Q5和Q6的源极耦合到接地，而它们的漏极则连接到变压器T3初级线圈对向的两端点。p型晶体管Q4连接在变压器T3的中心抽头处和电池VBATT之间。变压器T3次级线圈对向的两端点连接到接地和CCFL的输入端。在直接驱动CCFL电路200的一实施例中，晶体管Q5和Q6具有50％的占空因数(例如，在0和5V之间)，而晶体管Q4则有一在0％和100％之间的可调占空因数(例如，VBATT-7.5V和VBATT)(参见图2B)。在工作中，直接驱动电路200有效地起着电流源输出的作用。明确地说，当促使电流流经该CCFL时，输出电压201将提高以保证电流继续流动。在CCFL启动时，电压201提高直到CCFL起弧或到电路200中某个部件停止工作为止。在CCFL起弧之后，在CCFL中将流动相同的电流，但电压将降至所要的工作电压。比起Royer CCFL电路100来，直接驱动CCFL电路200具有几个已知的优点。明确地说，具有较少部件的直接驱动CCFL电路200通常可提供的效率比Royer CCFL电路100的高。而且，不同于Royer CCFL电路100，直接驱动CCFL电路200可有利地驱动多根CCFL管。例如，在于2002年10月3日提交的，题为“驱动CCFL的方法和系统”的第10/264,438系列号美国专利申请中描述了具有这种能力的一种已知的直接驱动CCFL的电路，该文结合在此供参考。
直接驱动电路不提供固定的次级电压。而该CCFL决定次级电压，不是驱动电路系统。因为该CCFL有效地设定它自己的工作点(即，提供自偏压功能)，所以使用者不需要为CCFL检出工作电压，为镇流电容选择合适的电容值(例如，在Royer CCFL电路100中的电容器C3)，然后修改那些数值来保证在CCFL中将消耗足够的功率以提供合适的光照。一般认为CCFL决定的次级电压是有利的，因为它不用镇流电容。
但是，CCFL的起弧特性可认为是使用时间和温度这两者的作用。就是说，当管子的使用时间已很长或处在非常冷的环境下时，CCFL可能不会正常地起弧。遗憾的是，如果CCFL不在预先确定的时间内起弧，直接驱动CCDFL电路200可能会把使管子起弧的困难当作“坏的”管子来断定。就是说，在直接驱动CCFL电路200中的检测电路系统，可能会断定该管子是一次安全性事故，并在新的较高电压起弧之前，错误地停止该CCFL的运作。
为使CCFL“共轴”到正常地起弧，某些使用者宁可把跨接在CCFL上的电压在一短时段内保持比正常(仍归是安全的)电压较高一些。传统的直接驱动CCFL电路，因为它的电流源的性质，不能够提供固定电压跨接在尚未起弧的CCFL上。
所以，在使用直接驱动CCFL电路时，不仅要改进冷启动操作，而且还需要产生一种由CCFL提高有效寿命的方法。

发明内容
CCFL根据使用时间和温度可显示出不同的起弧特性。例如，一只老的或冷的CCFL要经较长的时间才能起弧。在直接驱动CCFL电路中的、采用标准启动操作有起弧困难的CCFL，可能被当作有操作的故障。所以，根据本发明的一特点，可方便地控制直接驱动CCFL电路的启动操作以保证提供CCFL起弧的机会。
在一实施例中，直接驱动CCFL电路的变压器和CCFL负载，可在基本上不同于它们的共振频率的一个频率上被初始地驱动。根据某些条件，基本上能使这开关频率以一种受控的方法接近共振频率。可使用输入到CCFL的电压，流经CCFL的电流(如由正比于该电压的CCFL的输出电压所指出的)，以及CCFL/变压器组合的共振频率等来监控这些条件。
在一实施例中，可监控CCFL的输入电压以确定该输入电压是否等于或小于预先确定的中间电压。如果是这样，那么可递增地改变这开关频率以接近变压器/CCFL组合的共振频率。不过，如果该输入电压大于预先确定的中间电压，但小于预先确定的高电压，那么，该频率可保持在它现有的值。
另一方面，如果该输入电压超过预先确定的高电压，那么，可重新设定这开关频率到初始频率，例如，基本上高于共振频率的一个频率，而可重复这启动操作。当CCFL电流等于或大于预先确定值时，该CCFL可赋予“起弧”特性。在一实施例中，当CCFL启动操作开始时，可设置一计时器。如果当不论输入电压大于预先确定的中间电压，还是CCFL电流小于预先确定值时计时器已停止，那末，直接驱动CCFL电路可被停止运作。
还提供一种在稳态操作期间对直接驱动CCFL电路中故障情况的监控方法。稳态操作定义为在初始启动时段之后的操作。在一实施例中，可以监控类似于那些在启动操作中的情况。例如，对一预先确定的时钟周期数，如果输入电压大于预先确定的中间电压，或CCFL电流小于预先确定值(如通常测量正比于该电流的CCFL输出电压所指出的)，那么，直接驱动CCFL的电流可被停止运作。在一实施例中，如果输入电压等于或小于预先确定的中间电压，而CCFL电流等于或大于预先确定值，则CCFL的开关频率将朝着它的共振频率减小。如果CCFL的电流频率不大于共振频率，那么，该电流频率可予保持。
还提供一种从直接驱动CCFL电路的驱动过渡到稳态的方法。明确地说，在直接驱动电路中CCFL起弧之后，对一预先确定的调光周期数，该CCFL可促使为最大亮度。在这预先确定的调光周期数之后，然后就可实现故障监控。一“调光周期”包括CCFL开通时的一段时间和CCFL关断时的一段时间。通过改变“开通时间”对“关断时间”的比率，可调节该管子的平均亮度。调光周期的时段常常是6ms左右。
还提供一种用于确定在直接驱动CCFL系统中流经多根管子的电流的电路。该电路可包括用于确定来自第一管子的第一电压的装置，其中第一输出电压正比于流经第一管子的电流。该电路还可包括用于确定来自第二管子的第二输出电压的装置，其中第二输出电压正比于流经第二管子的电流。该电路还可不仅包括用于把这已结合的电压与预先确定的电压作比较的装置，而且可包括用于组合第一和第二输出电压的装置。该预先确定的电压(例如1.25V)正比于一电流，这电流可表明多根管子已起弧，或表明多根管子中的一根管子不能通过电流。
用于决定第一输出电压的装置包括在低电压源和第一管子的输出端之间耦合的第一电阻器，和第一二极管，它具有连接到第一电阻器的阴极，和连接到用于组合的装置的阴极。类似地，用于决定第二输出电压的装置包括在低电压源的第二管子的输出端之间耦合的第二电阻器，和第二两极管，它具有连接到第二电阻器的阴极，和连接到用于组合的装置的阳极。
用于组合的装置可包括在高电压源和第一二极管阳极之间耦合的第三电阻器，在高电压源和第二二极管阳极之间耦合的第四电阻器，第三二极管，它具有连接到第一两极管阳极的阳极，和连接到用于比较的装置的阴极，以及第四二极管，它具有连接到第二二极管阳极的阳极和连接到用于比较的装置的阴极。
对于加到电路上的每对管子，可配置附加的电阻器/两极管对来确定管子的输出电压。在一实施例中，对于加到电路上的每对管子，附加的电阻器/两极管对连接到用于组合的装置。
附图简述图1示出示范性的Royer CCFL电路；图2A和2B分别示出示范性的直接驱动CCFL电路以及与它有关的波形；图3示出可控制CCFL启动操作的示范性的直接驱动CCFL系统；图4A示出用于在启动操作期间控制直接驱动CCFL电路频率的一种技术；图4B示出示范性的稳态操作，在这稳态中，可监控与CCFL有联系的各种情况；图5示出CCFL系统的另一部分；图6示出用于CCFL系统的示范性计时图；图7示出能使亮度极性可选择的调光电路的一实施例；图8示出VCO的一实施例；图9示出能驱动两个CCFL管的CCFL驱动电路；图10A和10B示出在图9的CCFL驱动电路中的各节点处的电压；图11示出能驱动四个CCFL管的CCFL驱动电路。
具体实施例方式
根据本发明的一特性，可监控与CCFL有联系的各种情况。根据这些情况，可在启动操作期间，适当地控制直接驱动CCFL电路的开关频率。这个受控的启动，能对慢起弧的CCFL有额外的机会来起弧。在一实施例中，可把该受控的启动限制于一设定的时段，例如，1秒。如果CCFL在设定的时段期间起弧，那么，该CCFL可进入稳态操作。此时，可监控相同的情况以识别在直接驱动CCFL电路中的故障。
图3示出一种包括直接驱动CCFL电路301的直接驱动CCFL系统300。在直接驱动CCFL电路301中，n型晶体管303和305的源极耦合到接地，而它们的漏极连接到变压器304初级线圈对向的端点。把p型晶体管302连接在变压器304的中心抽头和电池电压VBATT之间。在一实施例中，电池电压VBATT能提供7-24V(通常是装配在笔记本计算机应用中的三个锂离子电池)。把变压器304次级线圈对向的端点连接到接地和CCFL 308的输入端。把CCFL 308的输出端通过一对串联连接的电阻器311和312耦合到(经过两极管整流器314和315)VSS。
直接驱动CCFL电路301不仅还包括二极管314，而且还包括二极管315，二极管314的阳极连接到CCFL308的输出端，而它的阴极则连接到电阻器311，二极管315的阴接连接到CCFL 308的输出端，而它的阳极则连接到VSS。流经CCFL 308的电流可在导线313上检测到，其中跨接在电阻器311上的整流电压(由二极管314和315保证)正比于CCFL的电流。流经电阻器311和312的电流可通过在管脚CSDET处的导线317在节点316处检测到。电阻器306和309形成分压器，这样，可通过导线318在节点307处检测到CCFL的输入电压，然后利用整流器(例如，采用二极管342)从AC变换到DC来提供正比于CCFL输入电压的一电压(在管脚OVPH和OVPL处)。
根据本发明的一特性，直接驱动CCFL电路301的开关频率与它的共振频率基本不同时才初始地工作，然后在受控的方式下接近它的共振频率。这共振频率由与变压器304有联系的寄生电感和电容所确定(以及和CCFL 308有联系的某些寄生电容)。在一实施例中，初始的开关频率可以是基本上比共振频率高。这非共振的开关频率影响变压器304的工作，使得可以控制它提供给CCFL 308的输出电压。
重要的是，当开关频率正在接近共振时，继续监控跨接在CCFL的电压(如在管脚OVPH，OVPL所检测到的)。如果CCFL电压超过某个预置值，那么，该驱动频率保持不变直至该电压降到预置值之下时为止。如果CCFL电压超过另一较高的预置值，那么，开关频率再次被提高到它的最大值，它停留在这个值上，直至CCFL电压降低到在第二较高阀值之下时为止。
图4A示出一种在启动操作期间控制直接驱动CCFL电路频率的方法400。在该400中，计时器401在步骤401中开始。该计时器对CCFL的启动时段监控最大时间。如在下面说明的那样如果在CCFL没有建立正确工作的情况下，那个时段被超过，那么，驱动电路系统关断该电路以避免一次可能的安全性事故。在一实施例中，这时段设置为1秒。
在步骤402中，把开关频率设置到它的最大设定，而把SSV设定到0V。在SSV管脚处的电压控制了在管脚OUTA处开关波形的最大占空因数。它通过箍住COMP管脚到不高于它本身电压的一电压来完成的。当在SSV处的电压为0V时，在OUTA处的占空因数为0％。当SSV增加时，OUTA的占空因数也能增加。
可同时对随后的三个步骤403，404，407作检查。步骤404确定在管脚CSDET处的电压(即，正比于流经CCFL电流的CCFL输出电压)是否小于预先确定的低电压。在一实施例中，这低电压是1.25V。如果在管脚CSDET处的电压等于或大于该低电压，那么，CCFL已经起弧，且此过程进行到稳态操作。
如果在管脚CSDET处的电压小于预先确定的低电压，且计时器尚未结束，如在步骤410所确定的，那么，控制流程进行到步骤403。步骤403确定在管脚OVPL的电压(即，提供到CCFL输入电压的电压代表)是否大于预先确定的中间电压。在一实施例中，如经过由电阻器307和309组成的电阻分压器(见图3)检测到的CCFL的中间电压为2.5V。在这步骤，如果在管脚OVPL处的电压不大于该中间电压，那么，步骤405确定直接驱动CCFL电路的开关频率是否大于预先确定的最小频率(例如，在50kHz的量级上)。如果直接驱动CCFL电路的开关频率大于预先确定的最小频率，那么，在步骤406设定新的开关频率。在一实施例中，这开关频率通过从电流开关频率(F(老的)减去递增的频率(delta)来确定。(在一实施例中，使在管脚FCOHP处的电压得以提升，这就降低了开关频率。)如果在管脚OVPL处的电压大于该中间电压(步骤403)，那么，步骤411确定计时器是否已经结束。如果计时器已结束，那末在步骤409关断电路。如果计时器未结束，那么，开关频率保持不变。在一实施例中，不让在FCOMP处的电压充电或放电，这就保持开关频率不变。
步骤407确定在管脚OVPH的电压是否大于预先确定的高电压。在一实施例中，该预先确定的高电压阈值(正比于输入的CCFL电压，且通过包括电阻器307和309的电阻分压器检测)为3.3V。
如果在管脚OVPH处的电压大于预先确定的高电压阀值，且计时器尚未结束(步骤408)，那么，开关频率再次增加到它的最大设定值，而SSV被设定在0V。换句话说，如果对CCFL的输入电压大于这高电压，从而指出该过程不提供充分的电压控制，那么，开关频率可被增加到最大频率，而在管脚OUTA处的开关波形的占空因数将被重新设定到零，然后在SSV增加时使其增加，从而有效地再启动CCFL。如果在管脚OVPH处的电压不大于第三预先确定的电压，那么控制就返回到共同作用的步骤403，404和407。如果计时器结束，如由在CCFL起弧前步骤408，410中的一个或411步骤所确定的，那么，该CCFL多半是有故障的，而启动过程可在步骤409被结束。
因此，总起来说，如果CCFL输入电压的电阻分压表示是在预先确定的高电压(例如，3.3V)和预先确定的中间电压(2.5V)之间，那么，开关频率保持不变。如果CCFL输入电压的电阻分压表示是小于预先确定的中间电压，那么，开关频率将降低直至达到它被预置的最小频率时为止。注意，在CCFL中检测到显著的电流之后，它是当在管脚CSDET处的电压大于1.25V时，在上述的实施例中出现的，那么，该驱动电路系统将转到稳态工作的模式。该稳态工作模式包括接近于共振的开关频率。
在稳态工作模式中，可实行正常的故障保护。例如，图4B示出示范性的稳态操作420，在其中可监控如通过在管脚CSDET处的电压检测到的流经CCFL的电流。重要的是，当该电路首先启动时，这种故障保护就不予工作，让CCFL(即使是难处理的CCFL)起弧。方便的是，在稳态工作模式中，用来在启动模式期间调节开关频率的相同的电压/频率可被用于检测故障情况。在一实施例中，在CCFL已起弧之后可检测到三种故障情况。
在图4B中，同时测试步骤417，412和413。步骤417确定在管脚OVPH处的电压是否大于预定确定的高电压，例如3.3V。步骤412确定在管脚OVPL处的电压是否大于预先确定的中间电压，例如2.5V。在一实施例中，这检查仅在正常消隐时段之后完成。换句话说，在每次调光周期开始时，和在调光周期期间当CCFL被关断时不能做这个检查。步骤413确定在管脚CSDET处的电压是否小于预先确定的低电压，例如1.25V，以及N个时钟周期是否已结束。在一实施例中，可把N设定为4，且仅在正常的一消隐时段之后开始计数。(通过对N个连贯的时钟周期要求出现的故障，该电路能避免在一、二个异常信号的基础上不准确地触发一故障。)。换句话说，当在消隐时段时也不能做这个检查。如果在步骤417，412和413中任何的检查是肯定的，那么，在步骤416中关断CCFL。相反，如果在步骤417，412和413中任何的检查是否定的，那么，稳态操作420前进到步骤414。
在开关频率已降低到它最后预置的最小值之前，CCFL直接驱动电路将从它的启动模式转换到稳态操作是十分可能的。步骤414和415指出即使在稳态操作中，开关频率仍可以从较高值降低到它的接近CCFL/变压器网络的共振频率最后的最小预置值。
图5示出CCFL系统300(图3)的另一部分，尤其是可用集成电路芯片来实现的一个部分320。在这实施例中，VC0529产生时钟信号，该信号在被T型触发电路547一分为二之后驱动缓冲器548和549(其中缓冲器549与548的极性相反)。缓冲器548和549的输出又驱动直接驱动CCFL电路系统301的NMOS晶体管303和305(分别通过管脚OUTAPB和OUTC)。
在这个实施例中，与外部电阻334连接的(它又与电源的正极连接(例如，5V))PMOS晶体管528能控制提供到VCO 529的电流(其中该电流确定VCO 529的频率范围)。重要的是，在RDELTA处的电压追随在管脚FCOMP处的电压。明确地说，随着在管脚FCOMP处的电压斜升得较高，在管脚RDELTA处的电压也一样。在管脚RDELTA处的较高电压，经过外部电阻器334通过较少的电流，从而导致较少的电流经过PHOS晶体管528。较少的电流经过PMOS晶体管528导致较少的电流进入VCO 529，且最终滞后了RAMP的频率和CLK的信号。相反，在管脚FCOMP处的较低电压增加了经过晶体管528的电流，从而增加了进入VCO529的电流和它产生的频率。因此，PMOS晶体管528有效地为VCO 529提供一频率范围。在一实施例中，通过施加一合适的电压RES_FCOHP到NMOS晶体管542，可把在管脚FCOMP处的电压重新设定到0V。一种故障逻辑电路541可以产生这个合适的电压RES_FCOMP。
也可为VCO 529设定最小的频率。在一实施例中，误差信号放大器530可把在管脚RT2上的电压与设定的参考电压作比较，然后输出这两个电压之间的差，作为放大的比较结果。当把外部电阻器335配置在管脚RT2和VSS之间时，误差信号放大器530将驱动NMOS晶体管531，使得在管脚RT2处的电压保持在1.5V。于是经过NMOS晶体管531并进入VCO 529的电流为1.5V除以电阻器335值。这个电流设定了VCO 529的最小频率。电阻器335是这样来选择的，使得VCO 529的最小频率接近变压器/CCFL网络的共振频率。
管脚OVPH和OVPL上的电压部分地控制故障逻辑电路541。明确地说，管脚OVPH上的电压提供到比较器537，它把输入电压与上述的高电压，例如3.3V作比较。管脚OVPL上的电压提供到比较器538和539，它们各自把那个电压与上述的中间电压，例如2.5V作比较。注意，误差信号放大器539的输出控制PMOS晶体管540的栅极，当该晶体管开通时，使连接到管脚FCOMP的电容器341通过小的电流源充电。当在管脚FCOMP处的电压升高时，VCO的频率下降。当PMOS晶体管540关断时，在管脚FCOMP处的电压不改变，因此VCO的频率也不改变。
故障电路541，利用误差信号放大器537和538的输出，提供关于图4A和图4B所描述的功能。例如，故障电路541产生提供到NMOS晶体管524的输出信号RES_SSV，当RES_SSV信号是高电位时，NMOS晶体管524开通，从而使连接到管脚SSV的电容器333通过电流源550放电。这放电将限止PWM信号的占空因数直至驱动器OUTA被彻底关断时为止。相反，当RES_SSV信号是低电位时，电容器333通过电流源521充电，使驱动器564在较大的占空因数下驱动管脚OUTA。
在这个实施例中，在管脚CSDET处的电压(它监控流经CCFL的电流)提供到比较器543，它把那个电压与预先确定的低电压(例如1.25V)作比较。比较器543的输出重新设定2-比特计数器544，它将在不同的情况下对每个时钟周期向上计数。于是，可把2-比特计数器544的输出提供给故障逻辑电路541。如果2-比特计数器544在未被比较器543重新设定的情况下，以两进制的条件一直计数到4(或另外预先确定的2的乘方)，那么，故障逻辑电路541将把这个情况理解为故障并关断CCFL电路。正如在下面说明的，在这种形式产生的故障，在消隐间隔期间是忽略的。
在这CCFL系统中，连接到管脚COMP的第一控制回路把它的DC信号提供到比较器532的正端。VCO 529把信号RAMP(与CLK信号同步的锯齿波形)提供到比较器532的负端，其中RAMP信号的频率是VCO控制电压的函数。比较器532的输出信号，即PWM信号(脉冲宽度已被调制)被提供到驱动器电路546。当PWM信号的占空因素变得较大时，驱动器546保持外部的PMOS晶体管302“开通”较长的一段时间，它增加转移到CCFL的能量。注意，由VCO529产生的RAMP信号的频率控制由比较器532产生的PWM信号的频率。
如上所述，可在导线313上检测流经CCFL 308的电流，其中跨接在电阻器311/312上的整流电压(通过二极管314和315保证)正比于该CCFL的电流。那个整流电压可驱动由电阻器330，电容331，和误差信号放大器533所组成的积分器的输入。明确地说，该积分器通过电阻器330接收在导线313上的电压，其中电阻器330耦合到误差信号放大器533的负端。误差信号放大器533把这个信号与在它的非转换端接收到的参考电压(例如2.5V)作比较。把电容器331耦合到误差信号放大器533的负端和输出端。这积分器的目的是产生上述的信号COMP，使在节点310处按时间平均的电压基本上符于2.5V的参考电压。
在一实施例中，比较器525可产生信号BLANK，它可通过故障逻辑电路541忽略某个故障条件一段时间。不仅把比较器525的一输入端耦合到电容器332和电容器340的端点(通过管脚SSC)，而且把它耦合到两个电流源526中的一个(例如，一个是1μA而另一个是150μA)。电容器332具有连接到VSS的另一端，而电容器340具有连接到管脚SSCIST的另一端。
在CCFL308的“冷”启动操作期间，即紧跟在预先确定的时段之后的启动，在这时段中CCFL已被关断，故障逻辑电路541可产生信号FIRST，它选择较低值的电流源并开通连接到管脚SSCIST的NMOS晶体管551。相反，在随后“热”启动期间，即，紧跟在少于预先确定的时段的时间间隔之后的启动，故障逻辑电路541驱动FIRST信号而低电位，它选择较高值的电流源并关断NMOS晶体管551。照这样，在冷启动期间，在管脚SSC处的电压斜升比在热启动期间较慢。慢得多的斜升可用于为初始启动时段提供时间的间隔(例如1秒)。在每次调光周期结束时，信号RES_SSC将电容器332和340放电。在一实施例中，故障逻辑电路541可产生RES_SSC信号。
如果在管脚SSC上的电压大于3V的参考电压，那么，信号BLANK变低，它指出消隐时段的结束。另一方面，如果在管脚SSC上的电压小于3V的参考电压，那么，信号BLANK是高的，它指出消隐时间间隔有效。第一个消隐时间间隔也用作对初始启动时段(例如1秒)的时间标记。
在一实施例中，提供到比较器532正输入端的信号(即在导线551上的信号)可由箝位电路来限制。该箝位电路可包括误差信号放大器522，它把输出信号提供到NMOS晶体管523的栅极。NMOS晶体管523具有耦合到VSS的源极，和具有不仅耦合到导线551，而且耦合到误差信号放大器522正输入端的漏极。在这结构中，该箝位电路使在导线551上的信号以不快于已选定电流源521能对电容器333充电的速率来提高。该箝位电路还通过把开关占空因数减少到零按每个调光周期关断CCFL一次。
在一实施例中，斜坡发生器534可产生由小电容器336限制的锯齿波形(通过管脚CT1)。比较器535可把这锯齿波形与在BRIGHT管脚上的电压(即亮度控制电压，该电压正比于所需的亮度)作比较。根据这比较，比较器535输出可变的占空系数信号。XOR(异-或逻辑电路)的栅极536不仅接收在管脚BRPOL上的电压，而且还接收这个可变的占空系数信号。在这实施例中，低的信号BRPOL指出正常的操作，从而使可变占空系数信号传输到故障逻辑电路541。当BRPOL是低的时候，随着在BRIGHT管脚处的电压增加，CCFL变得较为明亮。相反，高的BRPOL信号指出相反的操作，从而提供与可变占空系数信号传输到故障逻辑电路541相反的信号。当BRPOL是高的时候，CCFL随着在BRIGHT管脚处的电压增加变得较为暗淡。
在CCFL系统300中，可包括附加的元部件，如图3所示。明确地说，附加的部件不仅可包括电容器339，345和265。而且包括例如，电阻器337，pnp晶体管338。电容器339可起到整平在芯片上参考电压(例如3.4V)的作用。电容器346，负载电阻337，和pnp晶体管338组成可从电池101提供VDD供应电压的线性稳压器。在这实施例中，电容器345可用作旁路电容器，它有效地调节来自电池101的高的AC电流。
图6示出示范性的计时图600，这包括初始启动时段601(即从时间t1到时间t2)和后起弧时段603(即从时间t2到时间t7)。在初始启动时段601中，在时段A期间，在管脚FCOMP处的电压逐渐增加。注意，时段A在FCOMP＝O时开始，它开通PMOS晶体管528(图5)，并保证VCO 529产生最大频率。时段A对应于在管脚OVPL处的电压不太于2.5V(见图4A中的步骤403)，且在管脚CSDET处的电压不大于1.25V的条件。(注意，如果在CSDET处的电压大于1.25V，那么，初始启动时段结束，而电路立刻转到时间点t2。)所以，可提高在管脚FCOMP处的电压，从而减低VCO 529的频率。
在时段B期间，在管脚OVPL处的电压大于2.5V，但是在管脚OVPH处的电压不大于3.3V(见步骤407)。因此，在时段B期间，保持了在管脚FCOMP处的电压，从而保持VCO 529的频率不变。当在管脚OVPL处的电压降低到2.5V以下时，该电路从时段B过渡到时段C。在时段C期间，在管脚OVPL处的电压不大于2.5V(见图4A中的步骤403)，且在管脚CSDET处的电压仍小于1.25V。所以，在管脚FCOMP处的电压增加了，从而降低了VCO的频率。在时段D期间，在管脚OVPL处的电压再一次大于2.5V，但在管脚OVPH处的电压不大于3.3V(见步骤407)。因此，在时段D期间，保持了在管脚FCOMP处的电压，从而保持VCO的频率不变。
在时段D的结束时，在管脚OVPH处的电压瞬时地大于3.3V(见步骤407)。所以，立刻触发一次新的启动操作。这新的启动时段由在管脚FCOMP处(它在零处重新开始，从而在VCO中保证最大频率，然后稳定地增加)和在管脚SSV处(它重新设定占空因数，在下文作进一步详细的描述)的电压所示。持续到时间t2时为止的这新的启动时段满足在管脚OVPL处的电压不大于2.5V(见图4A中的步骤403)。在管脚CSDET处的电压不大于1.25V，且在管脚OVPH处的电压小于3.3V的条件。所以，可增加在管脚FCOHP处的电压，从而降低VCO的频率。
在时间t2处，在管脚CSDET处的电压等于或大于1.25V(由虚线605所指)(见步骤404)，从而指出CCFL已起弧。注意，在CCFL起弧的时间时，在管脚FCOMP处的电压可能已达到5V，也可能未达到5V。在管脚FCOMP处的电压，不管CCFL是否已起弧或未起弧，将以相同的速率继续正的倾斜上升。在一实施例中，共振频率是所设定的最小频率。因此，时间t2开始了后起弧时段603。
一旦CCFL起弧，要以某个最小的时间终止以使CCFL加热，遗憾的是，使用者通常要立刻进入占空因数调光。在本文使用的占空因数调光涉及在一个频率上开通和关断该CCFL，该频率比人类肉眼能分辨的频率快，但比CCFL的开关频率低得多(例如开关频率经常是接近50kHz)。CCFL的表观亮度由这开关操作的占空因数所控制。例如，如果在每个调光时段期间，CCFL的开通时间长于它的关断时间，那么，CCFL会对人眼显得较为明亮。相反，如果在每个调光时段期间，CCFL的关断时间长于它的开通时间，那么，CCFL会对人眼显得较为暗淡。
在CCFL起弧后立刻继续进行占空因数调光可导致故障逻辑电路错误地观察在管脚OVPL和CSDET处的电压认为系统受到威协，从而触发CCFL的关断。为避免一次错误的关断，CCFL可在检测到第一次起弧之后马上就保持在最大亮度达2个调光周期。这在为了占空因数调光再次被关断之前提供用于难以启动管子加热的时段。注意，因为标准的调光周期是在6mS的数量级上，所以，很可能当CCFL开通时，12mS的最大亮度是可接受的。
参考图6，所以后起弧时段603在起弧之后马上包括两个满度的亮度周期，即在时间t2-t4之间。亮度周期由在管脚CT1处产生的电压斜度所确定，其中根据电容器336的充电/放电周期和调光电路534的工作(见图3和7)，电压从0变到高压(例如3V)。为保证两个满度的亮度周期，故障逻辑电路541(图5)产生低的REC_SSV信号，(从而提供高SSV信号二个周期，即在时间t2/t3和t3/t4之间)。
在两个最大亮度周期之后，故障控制逻辑541可开始标准的占空因数调光控制，如在时段604期间由在管脚SSV上的电压所指出的(它由合适的RES_SSV信号所提供)。在这实施例中，使用者供应的电压可通过确定调光时段的占空因数来设定CCFL的亮度。注意，在图6中，在管脚BRIGHT处的电压被叠加在管脚CT1处所监控的电压上，以在管脚SSV，SSC，和CSDET处的电压中弄清楚随后的渡越计时。明确地说，当在管脚CT1处的电压超过在管脚BRIGHT上的电压时(假设BRPOL被连接到VSS)，故障逻辑电路541被触发而产生高的RES_SSV信号(从而提供对应于占空因数的关断部分的低的SSV信号)，和高的RES_SSC信号(从而提供低的SSC信号)，以便设定用于下一次调光周期的开始作准备的高的BLANK信号。
在CCFL系统300中，在管脚SCC上的电压可指出消隐时段。消隐的诸时段指出在直接驱动CCFL电路中用别的方法不可接受的条件是可接受的。例如，在占空因数调光时段604中，因为CCFL实际上被关断，且在那些时段期间的管子电流为零，所以在每个亮度周期开始时，在管脚CSDET上的电压降到1.25V之下。通过在一消隐间隔内发生的这明显的故障条件被正确地理解为正常操作。不过，如果这条件发生在消隐时段之外多于一预先确定的时钟周期数(例如4个时钟周期)，那么，CCFL是在误操作而应被关断。
为提供这消隐时间，并参考图5，比较器525把在管脚SSC上的电压与一参考电压作比较，即在本例中为3V。如果在管脚SSC上的电压降到在3V之下，那么，误差信号放大器525采用信号BLANK通知故障逻辑电路541这个情况。在图6中，在代表两个消隐时段的时段E和F期间发生这情况。注意，虽然在图6的计时图中未明确地指出在时段601期间中的消隐，但是对整个初始起动时段故障也被消隐。
注意，由故障逻辑电路541监控的其它一些条件，在这些消隐时段也可能被忽略。例如，如果在消隐时段期间，在管脚OVPL上的电压大于2.5V，那么，故障逻辑电路541可忽略这个条件。由故障逻辑电路541监控的、与消隐时段无关的其它条件是不会被忽略的。例如，如果在管脚OVPH上的电压大于3.3V，那么，故障逻辑电路541发出命令关断直接驱动CCFL系统。
在一实施例中，调光控制的极性可由使用者来控制。在一例子中，随着使用者供应的电压增加，CCFL的亮度也随之同样增加。不过，在另一些例子中，当随着使用者供应的电压增加，使用者宁可CCFL的亮度降低。为提供这个选择，CCFL可包括控制管脚BBRPOL，它让使用者设定管子的亮度是正比于还是反比于使用者供应的亮度电压。
图7示出一使亮度极性可选择的调光电路系统534的实施例。在这实施例中，调光电路系统534是在CT1管脚上提供斜线电压的张弛振荡器。这斜线电压通过比较器535与在BROGHT管脚上的电压作比较，以便提供控制CCFL亮度的慢的PWM信号。在这实施例中，如果在管脚BRPOL处的电压是低的，那么，CCFL的亮度正比于在管脚BRIGHT处的电压。相反，如果在管脚BRPOL处的电压是高的，那么，CCFL的亮度反比于在管脚BRIGHT处的电压。
图8示出在CCFL系统300其它部件范围内的一实施例。在这实施例中，误差信号放大器530构成为接收参考电压(例如1.5V)和在NMOS晶体管531源极处的信号。误差信号放大器530的输出信号提供给NMOS晶体管531的栅极。在这结构中，流经NMOS晶体管531的电流等于参考电压1.5V除以电阻器335的阻值。
然后采用NMOS晶体管801和802把流经NMOS晶体管531的电流镜面反射到电容器803。那电流对电容器803充电，从而增加了正输入端对误差信号放大器806(节点807)的电压。明确地说，该电压斜升到由误差信号放大器806所确定的一预先确定的电压，放大器还接收另一参考电压(例如3V)。当在节点807上的电压达到这预先确定的电压时，误差信号放大器806输出信号以闭合开关804，从而电容器803放电到VSS(例如地)。所以在这结构中，电容器803，误差信号放大器806，和开关804组成了标准的张弛振荡器。注意，采用转换器805，误差信号放大器806的输出还被缓冲以提供时钟信号CLK。还要注意，在节点807处产生的斜升信号，即信号RAMP，可用来产生PWM信号的频率。
在一实施例中，可使用电流分配器810，PMOS晶体管528，和误差信号放大器539/537来增加一些电流到节点807，从而增加RAMP信号的频率。在这实施例中，比较器539响应在管脚OVPL处的电压开通和关断PMOS晶体管540。可使用比较器538来检测在稳态操作期间的故障。
随着在管脚RDELTA处的电压降低，更多的电流通过电阻器334流入电流分配器810。耦合到VDD的电阻器334控制增加多少作为在FCOMP管脚处电压函数的振荡频率。在一实施例中，电流分配器810810用因子50除该电流，从而保证增加到已存在于节点807上的电流量是十分小的。
现有的LCD监控器要求多个CCFL管子提供为它们所想要的应用所必需的高强度光。遗憾的是用单一较大的变压器，简单地把管子并联起来是不合理的，这是因为在管子负载特性方面的差异可能导致管子电流大的失配，然后就接着发生管子的早期失效。换一种方法，在这应用中，对每个CCFL管可采用单一控制器，单一变压器；不过，这类应用的成本立即变得过高。
图9示出可驱动两个串联的CCFL管(即CCFL管308和901)，而又避免了上面缺陷的CCFL驱动电路900。因为CCFL管308和901是串联的，所以它们的电流应该是基本上相同。注意，在一实际的应用中，诸寄生电容可导致管子电流不相等，因此强调需要尽可能精细地匹配寄生路径。
在电路900中，除增加到变压器的另一次级线圈和与附加管子901有关的部件之外，其余的布局基本上如CCFL驱动电路301(参见图3)的一样。PMOS晶体管302和NMOS 303和305的结构和工作与在CCFL驱动电路301的那些是相同的，不过这些元件由于在双管应用中电流的增加需要重新制定尺寸。注意，用于确定流经CCFL 901的电流的反馈回路是与在CCFL驱动电路301的反馈回路是相同的，这是因为只要寄生电容的电路对两个管子来说都近似地相等，在CCFL 901中的电流基本上与在被调节管，即CCFL308中的电流相同。
流经电阻器902和903的电流可在节点904处检测到，然后采用整流器(例如采用所示的二极管905从AC转换到DC以提供一正比于CCFL 901输入电压的电压(在管脚OVPH和OVPL处)。在图9中，二管脚OVPH和OVPL短路在一起。在另一实施例中，可从包括电阻902，903，306和309的电阻串分压器上的不同位置驱动管脚OVPH和OVPL。各别地驱动管脚OVPL和OVPH可在对不同的CCFL输入电压修整启动频率方面提供更多的灵活性。
两个次级绕组要这样来绕，便得两个CCFL的输出反相，不过这并不是严格地必要的。当在一个次级输出的电压是高时(例如+600V)，则在另一个次级输出应是低的(例如-600V)。不与CCFL连接的两个次级的端点彼此连接。在一平衡的电路中，在两个次级绕组的连接处的电压，理想地为零。在实际的装置中，在两个次级绕组的连接处的电压可与零略有偏离。
多管结构是模块式的。明确地说，因为每只双变压器可驱动两根个CCFL，所以有可能采用示于图9的基本结构(采用合适规格的FET(场效应晶体管)来处理增加电流)来构作2，4，6等管子的解决办法。注意，在4-管的结构中，其共用的次级(即不与灯管连接的节点)是与相对的变压器连接的。这样，来自第一变压器次级的电流应该等于在第二变压器上它的配对绕组次级的电流。在由两个变压器驱动四个CCFL的场合下，有两组共用的次级节点。这结构在2002年10月3日，由Analog Microelectronics，Inc.提交的题为“Method&and System of Driving a CCFL”(驱动CCFL的方法和系统)、美国专利序列号10/264,438中作更详细的描述，并结合于此供参考。
在多管例子中检测电流可能需要某种附加的电路系统。通常，CSDET管脚对CCFL中电流的存在(或不存在)作检查。如果检测到电流，那么，初始起动模式终止，稳态操作开始。在稳态操作期间，如果在N个连贯的时钟周期没有检测到电流，那么，关断电路。因为在这多管实施例中只装有一个CSDET管脚，所以需要附加的电路系统。
例如，流经CCFL 308的电流由控制电路调整。但是，为了故障检测和起弧检测，监控流经两根CCFL 308和901的电流是有利的。在这场合下，电阻器916可方便地检测在左管中的电流，同样，电阻器312检测在CCFL 901中的电流。如果流经任一管子的电流为零，那么，电阻器916和312将试图分别拉节点918或316到零。电阻器914和915试图分别拉起节点918和316。不过，电阻器914和915的量值(例如10K欧姆)可设得比电阻器916和312的(例如221欧姆)大得多，因此，当在它们各自的CCFL中为零电流时，使节点918和316拉得接近于VSS。在任何一个管子中不存在电流时基本上把节点918或316拉到VSS。
在正常操作中，在节点918和316处的电压应看上去象交流的、正的半个正弦波，如图i0A所示(假设无故障)。但是，如果在CCFL 901和308中之一没有电流流过，那么，一个半个的正弧波将消失，而在管脚CSDET处(即节点917)的电压与它的正常值相比将有降落，如图10B所示。包括电阻器919和电容器918的RC网络的值可这样选择，使得当两个半个的正弦波都存在时，在管脚CSDET的电压总是大于1.25V，但是当只有一个正弦波存在时，小于1.25V。这概念可应用到任何偶数管子的情况。重要的是，没有电流的管子将支配管脚CSDET处的电压。照这样，在任何单个管子中的故障将导致电路关断。在类似的意义上，在启动期间，在管脚CSDET处的电压上升到1.25V以上之前，所有管子必须在它们中间有电流流过，从而指出两根管子都已起弧，而初始启动模式结束。
在一实施例中，对需要增加2根附加CCFL来说，不但还要增加两个两极管和两个电阻器(例如电阻器312和916以及二极管910和913)来检测管子的电流，而且还要增加一只变压器，两个电阻分压器网络，和两个两极管(例如电阻器902，903，306和309以及二极管342和905)来检测CCFL的电压。在每次增加更多的CCFL时，不需复加电阻器914，915和919，二极管911和912，以及电容器918，这是因为它们在CSDET节点917上是共享的。图11示出用于一种4管应用的电流和电压检测电路系统的示范性结构。
其它实施例本文已描述本发明的各种实施例。本领域中的技术人员认识到对那些实施例可作出各种部件的替代或修改。例如，电压检测电阻器902，903，306和309可用电容器来代替。另外，在本文所描述的大多数技术中，也能应用到半桥驱动布局，在这场合中，可采用没有初级线圈的中心抽头的标准变压器。这半桥布局还仅要求一只外部的NMOS晶体管而不是两只。所以，本发明的范围仅由所附权利要求书来限定。
权利要求
1.一种改进直接驱动CCFl电路启动操作的方法，其特征在于，该方法包括在一基本上不同于共振频率的开关频率上驱动直接驱动CCFL电路的CCFL；以及用受控的方式使该开关频率接近共振频率。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用受控的方式使该开关频率接近共振频率包括监控输入电压和流经CCFL的电流来确定该开关频率是否递增地改变到接近共振频率。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，监控包括确定该输入电压是否等于或小于预先确定的中间电压，以及确定正比于CCFL电流的CCFL的输出电压是否小于预先确定的低电压，以及如果是这样，那么，递增地改变这开关频率到接近共振频率。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，监控包括确定该输入电压是否大于预先确定的中间电压，但是小于预先确定的高电压，以及如果是这样，那么，维持该开关频率于它现在的值。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，监控还包括确定该输入电压是否在预先确定的高电压之上；以及如果是这样，那么，重新设定该开关频率到基本上不同于共振频率的频率，和从0％重新开始开关波形的占空因素，并使该占空因数增加。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，监控还包括确定该输入电压是否等于或小于预先确定的中间电压，和该输出电压是否等于或大于预先确定的低电压；以及如果是这样，那么，进入稳态操作。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，监控还包括当启动开始时，设定计时器；确定当输入电压中的一个大于预先确定的中间电压和该输出电压小于预先确定的低电压时，计时器是否已停止；以及如果是这样，那么，关断该直接驱动CCFL电路。
8.一种在稳态操作期间，用于在直接驱动CCFL电路中监控故障情况的方法，其特征在于，该方法包括监控CCFL的输入电压和流经CCFL的电流，其中对于预先确定的时钟周期数来说，如果输入电压中的一个大于预先确定的中间电压，和正比于流经CCFL电流的CCFL的输出电压小于预先确定的低电压，那么，关断该直接驱动CCFL的电路。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，如果该输入电压等于或小于预先确定的中间电压，以及该输出电压等于或大于已预先确定的低电压，那么，确定CCFL的电流频率是否大于共振频率，其中如果是这样，那么，递增地改变该电流频率接近共振频率，以及其中如果不是这样，那么，保持该电流频率。
10.一种从直接驱动CCFL电路的启动过渡到稳态的方法，其特征在于，该方法包括在直接驱动CCFL电路的CCFL起弧之后，对预先预定的调光周期数，促使CCFL有最大亮度；以及在预先确定的调光周期数之后，然后实现故障监控。
11.一种用于在直接驱动CCFL系统中确定流经多管电流的电路，其特征在于，该电路包括用于确定来自第一管子第一输出电压的装置，该第一输出电压正比于流经第一管子的电流；用于确定来自第二管子第二输出电压的装置，该第二输出电压正比于流经第二管子的电流；用于组合第一和第二输出电压的装置；以及用于把该结合的电压与预先预定的电压作比较的装置，这预先确定的电压正比于一电流，该电流指出所有多根管子已起弧或多根管子中的一根不能通过电流。
12.如权利要求11所述的电路，其特征在于该预先确定的电压为1.25V。
13.如权利要求11所述的电路，其特征在于用于确定第一输出电压的装置包括第一电阻器，耦合在低电压源和第一管子输出端之间；以及第一二极管，具有连接到第一电阻器的阴极和连接到用于组合的装置的阳极。
14.如权利要求13所述的电路，其特征在于，用于确定第二输出电压的装置包括第二电阻器，耦合在低电压源和第二管子输出端之间；以及第二二极管，具有连接到第二电阻器的阴极和连接到用于组合的装置的阳极。
15.如权利要求14所述的电路，其特征在于，用于组合的装置包括第三电阻器，耦合在高电压源和第一两极管阳极之间；第四电阻器，耦合在高电压源和第二二极管阳极之间；第三二极管，具有连接到第一二极管阳极的阳极和连接到用于比较的装置的阴极；以及第四二极管，具有连接到第二二极管阳极的阳极和连接到用于比较的装置的阴极。
16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，对加到该电路的每对管子，装备了附加的电阻器/二极管对来确定诸管子的输出电压。
17.如权利要求16所述的装置，其特征在于对加到电路的每对管子，该附加的电阻器/两极管对连接到用于组合的装置。
全文摘要
一种CCFL可根据使用时间和温度显示出不同的起弧特性。在直接驱动CCFL电路中采用标准启动操作难于起弧的CCFL可视作为操作的故障。一种受控的启动能对慢起弧的CCFL有额外的机会来起弧。在一实施例中，直接驱动CCFL电路的CCFL可在开关频率基本上不同于共振频率时被初始地驱动。根据某些情况，可使该开关频率在受控的方式下基本上接近到共振频率。如果这驱动频率在设定的时期达到CCFL的共振频率，那么，该CCFL可进入稳态操作。此刻，可监控相同的情况来识别在直接驱动CCFL电路中的故障情况。
文档编号H05B41/282GK1610479SQ20041008826
公开日2005年4月27日 申请日期2004年10月18日 优先权日2003年10月16日
发明者R·L·格雷 申请人:模拟微电子学股份有限公司