专利名称：放电灯点灯电路的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及放电灯点灯电路的噪声对策的相关技术。
背景技术：
在卤化金属灯等的放电灯的点灯电路中，众所周知的结构是包括直流-直流变换电路，直流-交流变换电路，起动电路。
为了抑制直流-直流变换电路发生的噪声，可列举出使开关频率产生波动的方法，通过将该噪声白噪声化使其分散，可减少对接收无线电波等电波的机器的影响。
例如，在直流-直流变换电路中实行PWM(脉宽调制)控制的情况下，对开关频率施加某一幅度波动的同时，通过将该波动规定在指定的频率可防止差拍噪声的发生(即，在开关频率具有固定值的情况下，在其高次谐波的频率上发生噪声。)。
图14和图15是对开关频率施加波动的说明图，图14表示控制电路的主要部分(锯齿波发生部)，图15表示大概的波形图。
这种情况下，假定对直流-直流变换电路的开关控制实行PWM控制，在图14所示的锯齿波发生电路a的端子「RT/CT」连接有电阻b和电容c。该端子「RT/CT」是为了决定锯齿波的频率而设置的部件，该端子与电阻b和电容c的接点相连接。即，代表基准电压「Vref」的稳压电源的一端和电阻b的一端连接，该电阻b的另一端和端子「RT/CT」连接同时通过电容c接地。
为了使开关频率变化，可使被连接在端子「RT/CT」的电阻b的阻值变化(图中，电阻b被表示为可变电阻)，或者，也可使电容c的电流(源电流)变化，由此可改变锯齿波的斜率。
在图15中，「SAW」表示锯齿波，「CV」表示控制电压，根据两者的电平比较所决定的信号「Sc」(CV比SAW大时变为H电平)对直流-直流变换电路的开关实行控制。
在图的上部分，由于锯齿波SAW的斜率小，Sc的频率低，但是，在图的下部分，由于锯齿波SAW的斜率明显变大，因而Sc的频率变高。
因为根据Sc的频率决定开关频率，例如，通过对该频率施加波动，实行控制使频率在「X」kHz(千赫)～「Y」kHz间变化，同时，作为该波动的频率可设定为「Z」Hz(上述电容c的供给电流的变化的频率规定为「Z」Hz，该变化的程度规定为(Y-X)/X)。
从图15可知，对于PWM控制的波动，随着锯齿波SAW的斜率变化开关频率变化，但是，在使CV的电平一定时Sc的占空系数(或者占空比)大致变为一定，锯齿波SAW的下降越急，占空系数的稳定性越增加。
但是，在现有的电路结构中抑制差拍噪声，是通过牺牲电路的效益来实现的，因此，功率损失的发生成为问题。也就是，提高效率和抑制差拍噪声成为相互矛盾的事情。
发明内容
本发明以在放电灯点灯电路中同时实现高效率化和差拍噪声的抑制为课题。
本发明的放电灯点灯电路包括将来自直流电源的输入电压转换成希望的直流电压的直流-直流变换电路，被配置在该电路的后面的直流-交流变换电路，以及进行放电灯的点灯控制的控制电路。该放电灯点灯电路具有如下结构(1)直流-直流变换电路，具有变压器及连接到变压器的初级绕组的开关元件，根据来自上述控制电路的信号在开关元件处于接通状态期间变压器蓄积能量，根据来自控制电路的信号在该开关元件处于断开状态期间从变压器的次级绕组输出该能量，同时，在放电灯的稳定点灯状态下，在从次级绕组完全输出了该能量的时刻实行控制使开关元件变为接通状态。
(2)放电灯的输出电流或功率的控制是根据来自控制电路的信号在上述开关元件处于接通状态期间进行。
(3)设置波动发生部件，对上述(2)的输出电流或功率的控制施加波动。
因此，根据本发明，通过对放电灯的输出电流或功率的控制施加波动，可使开关频率变化并抑制差拍噪声，而且，在构成直流-交流变换电路的变压器所蓄积的能量从次级绕组完全输出的时刻，实行控制使开关元件变为常接通状态，可降低该开关元件的接通时的功率损失等，防止电路的效率低下。
图1是表示本发明的放电灯点灯电路的基本构成例的电路方框图。
图2是说明直流-直流变换电路的构成例的图。
图3是说明电流连续模式的动作的图。
图4是说明电流边界模式的动作的图。
图5是说明本发明的动作的图。
图6是表示本发明的控制电路的主要部分的图。
图7是表示本发明的波动发生部件主要部分的构成例的电路图。
图8与图9、图10一起，是说明对于误差放大器施加波动的构成形态的图，本图是表示使该误差放大器的基准电压变化的例的电路图。
图9是表示使误差放大器的输出电压变化的例的电路图。
图10是动作说明的概要波形图。
图11与图12、图13一起，是说明有关施加波动的其他的构成形态的图，本图是表示使锯齿波发生电路的频率变化的例的电路图。
图12是表示图11的构成的变形例的电路图。
图13是动作说明的概要波形图。
图14与图15一起，是说明对开关频率施加波动的图，本图是表示控制电路的主要部分的图。
图15是动作说明的概要波形图。
具体实施例方式
图1表示本发明的点灯电路的基本构成。放电灯点灯电路1包括直流电源2，直流-直流变换电路3，直流-交流变换电路4，起动电路5，以及控制电路7。
直流-直流变换电路3是接受来自直流电源2的直流输入电压(表示为「Vin」)并转换成希望的直流电压的电路，使用反馈型DC-DC转换器。
直流-交流变换电路4是为了将直流-直流变换电路3的输出电压转换成交流电压后经由起动电路5供给放电灯6而配置的电路。例如，该电路包括使用了4个半导体开关元件的全桥型电路及其驱动电路，通过实行使2组开关元件相反地接通/断开控制，输出交流电压。
起动电路(所谓起动器)5是为了产生对放电灯6起动用的高压脉冲信号(起动用脉冲)使该放电灯起动而配置，该信号被叠加到直流-交流变换电路4的输出交流电压上，然后施加给放电灯6。
控制电路7是接受放电灯6的电压和经过该放电灯的电流或者与其相当的电压和电流的检测信号对供给放电灯6的功率进行控制的同时，对直流-直流变换电路3的输出进行控制的电路。即，控制电路7是为了控制与放电灯6的状态对应的供给功率而配置，例如，接受来自检测直流-直流变换电路3的输出电压和电流的检测部8的检测信号，通过输出对于直流-直流变换电路3的控制信号来控制其输出电压。另外，输出对于直流-交流变换电路4的控制信号实行其控制。还有，控制电路7的作用还包括通过在放电灯的点灯前将该放电灯的供给电压提高到某一电平，为了确实进行放电灯的点灯而实行输出控制。再有，作为开关控制方式，例如PWM(脉宽调制)方式、PFM(脉冲频率调制)方式是熟知的方式。
图2是说明直流-直流变换电路3的构成例9的图，包括如下各部件(括号内的数字表示标号)·变压器(10)·开关元件(11)·整流二极管(12)·平滑电容(13)图中所示的端子，「Ti+」、「Ti-」是输入端子，供给上述直流输入电压「Vin」，在两端子之间设置电容14。另外，「To+」、「To-」是输出端子，电压转换后的输出电压(表示为「Vout」)被传送给后段电路(直流-交流变换电路4)。另外，对于变压器10的各线圈，用标注黑点表示开始绕卷。
在变压器10的初级绕组10p，连接了开关元件11，向该元件的控制端子供给来自控制电路7的信号。在图中，将开关元件11简化表示为开关的记号，但是使用N沟道MOS型FET(场效应晶体管)等(该情况下，漏极被接在变压器10的初级绕组10p(绕卷结束侧端子)，源极被连接在输入端子「Ti-」)。另外，在图中用虚线表示的电容CC表示开关元件11所具有的电容成分(或者寄生电容)。
在变压器10的次级侧，设有整流二极管12及平滑电容13，变压器10的次级绕组10s的一端(绕卷结束侧端子)被连接在整流二极管12的阳极，该次级绕组10s的另一端(绕卷开始侧端子)被连接在汇集端子「Ti-」和「To-」的线上。然后，整流二极管12的阴极被连接在端子「To+」及平滑电容13的一端上。另外，平滑电容13被设置在输出端子「To+」和「To-」之间，该电容的两端电压作为Vout被输出。
还有，图中的「Ip」、「Is」分别表示变压器10的初级侧的电流、次级侧的电流。「VDS」表示开关元件11的两端电压(FET的情况下是漏极-源极间电压)。
在这样的反馈型结构的电路中，接受来自控制电路7的信号在开关元件11被规定为接通状态的期间变压器10蓄积能量，根据来自控制电路7的信号在开关元件11处于断开状态的期间该能量从变压器10的次级绕组10s输出，在该情况下，可列举3种工作模式(电流连续模式，电流边界模式，电流不连续模式)。
简单说明各模式。在电流连续模式，在被蓄积在变压器10的能量从该变压器的次级侧完全放出之前，实行控制使开关元件11成为接通状态。另外，在电流边界模式，在被蓄积在变压器10的能量从该变压器的次级侧完全放出之时刻，实行控制使开关元件11成为接通状态。在电流不连续模式，在被蓄积在变压器10的能量从该变压器的次级侧完全放出之时刻开始，在某一期间(不连续期间)之后，实行控制使开关元件11成为接通状态。
在各模式中，从点灯电路的效率化和小型化的观点看，电流边界模式是有用的，其理由之一，由于可使开关元件11成为接通状的瞬间电流为零，该元件的损失(接通时的损失)没有。在关注变压器10的次级侧设置的整流二极管12的逆恢复时间的功率损失情况下，在电流连续模式，在该二极管的电流流动期间开关元件11成为接通状态，由于二极管成为逆偏压状态，所以在逆恢复时间产生功率损失。对此，在电流边界模式和电流不连续模式，由于从整流二极管12的电流变为零安培开始开关元件11成为接通状态，所以在逆恢复时间不产生功率损失。
图3是表示电流连续模式的各部波形的概要的图，「Sc」表示规定开关元件11的接通/断开状态的控制信号，「Ip」、「Is」、「VDS」如上所述。另外，左侧的图、右侧的图分别表示开关频率低的情况、开关频率高的情况。
在该工作模式的控制时，对Sc的上升时刻和VDS的下降时刻，因为Ip和Is不变为零，所以发生作为Ip与VDS的积的接通时的开关损失，另外，由于Is的残留发生逆恢复损失。
在Is的电流值不变为零的状态，例如，如图14，图15所示的那样，如果对开关频率施加波动使该频率变高，如图3的右侧所示的那样，Sc的频率变高，但是Sc的占空系数没有变化(但是，使控制电平一定)。即，Ip和Is的倾斜(相对时间轴的倾斜)与开关频率的变化无关而不变化，Is的时间积分值也不变化。因此，对于损失也同左侧所示的情况一样大小。
图4是表示电流边界模式的各部波形的概要的图，如图14，图15所示的那样，表示输出功率及电流(Is的时间积分值)不变化，对开关频率施加波动时的状况。另外，「Sc」、「Ip」、「Is」、「VDS」如上所述，左侧的图、右侧的图分别表示开关频率低的情况、开关频率高的情况。
在左侧的图中，对Sc的上升时刻和VDS的下降时刻，因为Ip和Is变为零，所以没有开关元件11的接通时的损失，另外，也没有由于Is的残留产生的逆恢复损失。
但是，如右侧的图所示的那样，如果使开关频率变高，还会发生那些损失。即，与电流连续模式一样，在Is没变为零的状态下实行开关控制的结果，发生上述的损失(这是因为，由于Is的时间积分值不变化，在左侧的图中与Is相关联的三角形(斜线部分)的面积与右侧的图中与Is相关联的三角形(斜线部分)的面积相同。)。
还有，由于二极管的逆恢复时间的损失总量与开关频率成比例，在电流连续模式，该频率变的越高，功率损失越多。另外，对于电路全体的效率来比较各模式时，在开关频率比较高(数百千赫兹以上)的情况下，判明为电流边界模式的电气效率好(在电流不连续模式，由于上述不连续期间的共振动作的影响，电气效率比电流边界模式还低。)。
因此，以消除由于开关元件具有的电容成分和整流二极管12的逆恢复时间产生的功率损失为目的，另外，在驱动具有较高的开关频率的反馈型电路(DC-DC转换器)的情况下，使用电流边界模式工作，降低点灯电路全体的损失，适合实现装置的小型化。
但是，如图4的右侧的图所示的那样，如果不使输出电流及功率变化而使开关频率变高，还会发生损失。
因此，在本发明中，在放电灯的输出功率及电流的控制中，通过允许输出功率及电流的波动，与开关频率如何无关，实行电流边界模式的控制。即，允许控制电流和功率的波动，上述开关元件11的开关时在被蓄积在变压器10的能量从该变压器的次级绕组已完全输出的瞬间，实行控制要使开关元件11成为接通状态。
在放电灯的输出电流及功率的控制中，根据来自控制电路的信号在上述开关元件的接通期间进行，但是，对于输出电流及功率的控制，作为施加波动的电路，可列举最初开始的设计控制电路的方法，以及对现有的控制电路附设波动发生部件(或者是波动施加部件)的方法。不论是哪个方法，对于施加波动，希望至少在放电灯的稳定点灯状态下进行。也就是，所谓「稳定点灯状态」的含义是除去如放电灯刚点灯后的不稳定状态和到正常点灯为止的过渡状态，这是为了防止由于控制电流等的波动使放电灯的点灯状态变得更不稳定而发生中途熄灭等结果。当然，如果波动施加的程度小，没有达到成为不稳定的原因的程度，则没有必要限定在「稳定点灯状态」。
图5是在实行本发明的控制的情况下，概要地表示直流-直流变换电路的各部的波形的图。另外，「Sc」、「Ip」、「Is」、「VDS」如上所述，左侧的图、右侧的图分别表示开关频率低的情况、开关频率高的情况。
在左侧所示的图中，将输出功率及电流(Is的时间积分值)作为1，与此对应，在右侧所示的图中，如果将输出功率等分为一半，则Sc的频率变为2倍。即，由于开关频率对于控制功率及电流成为反比例的关系，通过对控制功率等施加波动，可使开关频率变化。
当然，在两图中，由于Sc的上升时刻和VDS的下降时刻，Ip和Is变为零，所以没有开关元件11的接通时的损失，另外，也没有Is的残留所产生的逆恢复损失。即，在图4的情况下，由于实行了使左右两图的Is的时间积分值不变的控制，在频率变高时发生了损失的问题。但是，在本例中，对应控制功率等Is的时间积分值变化，所以可维持电流边界模式的控制(例如，将功率及电流等分为一半，则开关频率变为2倍，Is的宽度(时间宽度)变为一半，Is的高度变为一半)。因此，不降低效率，可抑制差拍噪声。
图6是表示本发明的控制电路的主要部分的构成例15，包括如下部件(括号内的数字表示标号)·运算部(16)·比较部(17)
·控制部(18)·波动发生部件(19)图中所示的「Sdet」是放电灯6点灯控制所必需的检测信号，例如，被上述检测部8检测出后被送到运算部16。
运算部(或者功率控制部)16被设置用于放电灯6的功率控制，对应信号Sdet计算控制值(命令值)，输出到后级的比较部17。例如，从使放电灯处于冷的状态开始进行点灯(所谓冷起动)的情况下，还有，从放电灯还处于暖的状态开始进行点灯的情况下，由于放电灯的状态不同，为了对于各状态实行适当的点灯控制而被设置(对于运算处理，因为是已知的形态，省略其说明)。
在比较部17，例如，使用误差放大器，作为其一端的输入，供给来自运算部16的输出，在另一端供给规定的基准电压。然后，两者之差所表示的控制电压(误差信号)被输出到后级的控制部18。
控制部18是相对来自比较部17的信号进行锯齿波的电平比较，产生比较结果对应的信号的部分，由PWM控制用IC和PFM控制用IC构成。例如，在PWM控制中，根据该电平比较的结果规定控制信号的占空系数，该信号作为直流-直流变换电路3的开关元件11的驱动信号经由未图示的驱动电路被输出。
这样，形成反馈环可实行放电灯的点灯控制，但是，为了对该放电灯的输出电流或者功率的控制施加波动，设置波动发生部件19。即，如上所述，在本发明中，波动发生部件19所承担的作用在于不是为了在一定条件下使控制功率及电流不变而对开关频率施加波动，而是对于控制功率及电流施加设定了规定频率和变动幅度的波动。
图7表示波动发生部件的基本部分的电路构成例20。
比较器21具有滞后特性，其负输入端子经由电容22被接地。在该比较器的正输入端子，由稳定电压源的记号表示的基准电压「Eref」经由电阻23被供给，比较器21的输出信号从电阻24经由NOT(理论非)门25被输送到开关元件26(使用FET等，但是在图中用简略记号表示)的控制端子，对应该门25的输出信号的电平(H或者L)成为接通/断开状态。
还有，开关元件26的非控制端子(不是接地侧的端子)，经由电阻27被连接到比较器21的正输入端子。
另外，在NOT门25的输出信号被输送到NOT门28的同时，该NOT门的输出端子经由电阻29被连接到电容22的一端(被连接到比较器21的负输入端子的端子)。
另外，被设置在比较器21的输出端子的电阻30是上位电阻，被连接到基准电压Eref的稳定电压源上。
在本电路中，在电容22的两端电压(将其记为「V22」)低于比较器21的第一阈值的情况下，该比较器21的输出信号成为H(高)电平，开关元件26成为断开状态，经由电阻29电容22被充电。另外，在V22高于比较器21的第二阈值的情况下，该比较器21的输出信号成为L(低)电平，开关元件26成为接通状态，(Eref的电阻分压值作为比较器21的正输入被供给。)，经由电阻29电容22被充电。反复进行这样的循环，V22进行变化。即，关于比较器21的滞后特性，根据由其阈值决定的电压范围以及由电容22的静电电容和电阻29的电阻值规定的时间常数，V22进行变化。
使用这样的电路，产生频率波动，例如，可列举如下的结构形态。
(I)将波动发生部件19产生的信号作用于上述比较部17的形态(II)将波动发生部件19产生的信号作用于上述控制部18的形态图8和图9是表示(I)的构成例的图。
在图8中，上述电压V22被供给误差放大器31的正输入端子，与被供给该误差放大器的负输入端子的来自上述运算部16的信号电压(将其记为「V16」)进行比较。即，对于误差放大器31的正输入端子，在该端子施加一定的基准电压的情况下，不过是该基准电压和信号电压V16的差作为控制电压「Vs」被得到，但是，代替该基准电压，通过使用保持规定的频率变化的V22，可对控制电压施加波动(因此，即使假设了来自上述运算部16的信号电压为一定，误差放大器31输出的控制电压Vs在时间上是变化的。)。
在图9中，上述电压V22被供给NPN晶体管32的基极，经由连接到该晶体管的发射极的电阻33对误差放大器31的输出施加影响。即，对于误差放大器31，在其正输入端子供给一定的基准电压「Eref」，由于其负输入端子被供给来自上述运算部16的信号电压V16，只这样两者的差作为控制电压Vs被得到，但是，V22从被作为射极跟随器的晶体管32经由电阻33对该控制电压发生作用。即，对该晶体管32的集电极供给基准电压「Eref」，其发射极经由电阻33被连接到误差放大器31的输出端子，由于在时间上变化的V22被供给基极，可对误差放大器31的输出电压施加波动。
总之，对于施加波动，通过比较部17如果控制电压Vs的电平变高，开关频率变低(或者，相反地控制电压Vs的电平变低，开关频率变高。)。
图10是表示控制电压Vs、Ip及Is、信号Sc的关系的概要的图。
在图8及图9的构成中，由于V22发生Vs的电平变动，所以如图10的左侧的图所示，在Vs的电平比较高的状态，Sc的频率低，如右侧的图所示，在Vs的电平比较低的状态，Sc的频率变高。
图11及图12是表示(II)的构成例的图。另外，在这些图中，锯齿波发生电路34与图14的电路a相同，根据其端子「RT/CT」上连接的电阻和电容的设定频率被决定，具有已知的构成。
在图11中，上述电压V22被供给NPN晶体管35的基极，该晶体管的发射极经由电阻36被连接到端子「RT/CT」及电容37的一端(非接地侧的端子)。即，V22从被作为射极跟随器的晶体管35经由电阻36对端子「RT/CT」发生作用。另外，规定电压Vref被供给晶体管35的集电极。
在图12中，晶体管35的集电极和端子「RT/CT」之间插入了电阻38，这是与图11的不同点，基本的作用没有变化。
总之，如上所述，由于控制功率及电流同开关频率成反比例的关系，只要改变其中一方另一方也变化。即，如果使开关频率变化，则控制功率和电流发生变化，所以使流向端子「RT/CT」上连接的电容37的源电流变化即可。
图13是表示控制电压Vs，锯齿波SAW，信号Sc的关系的概要的图。
在图11和图12的构成中，比较部17的基准电压Eref为一定，只要运算部16的输出为一定则Vs的电平不变，但是，对应V22锯齿波的倾斜变化。因此可知，在图13中如左图所示，在SAW的倾斜比较小的状态，Sc的频率低，如右图所示，在SAW的倾斜比较大的状态，Sc的频率变高。
除此之外，可列举使上述V22作用于运算部16的构成形态，在此情况下，对于该运算部使用的基准电压及运算输出，通过V22可施加波动，但是，在实际的电路设计中，不应该随之增加构成的复杂化和部件的数量。
还有，对于波动发生部件19，在有意地使控制功率及电流变化时，应该注意不要对放电灯的点灯控制产生坏影响。
也就是，波动的频率(上述V22的变化频率)的下限值是根据控制功率来决定，由于功率的变化成为放电灯的光量变化而直接地显现，应该根据放电灯的使用目的规定频率值。例如，对于人的照明用途(车辆用灯具等)，考虑对人的视觉的影响(闪烁等)，30Hz的程度是理想的。另外，只要使波动的频率高过需要，在减弱抑制差拍噪声的同时，由于产生该频率自身引起的高次谐波而容易进入无线电频率区域(出现对接收装置的影响)，作为上限值，1kHz程度是理想的。因此，作为放电灯的输出电流或者功率的频率范围，在实用上，30至1000Hz的范围是合适的。
还有，对于波动的振幅(上述V22的变化幅度)的下限值，应作为能充分得到该波动的效果的数值来规定，另外，对于波动的振幅的上限值，应具有不让由于输出功率的变动及下降而不能维持放电灯的点灯状态的事态发生的幅度来规定。在实用上，对于放电灯的输出电流或者功率，应限于在以额定电流值或者额定功率值为中心的上下5％至30％的范围内变化。例如，对于额定功率35W的放电灯，在使设定幅度为-5％至+5％时，在33.25～36.75W的范围发生波动，再有，在使设定幅度为-30％至+10％时，在24.5～38.5W的范围发生波动(24.5W接近点灯维持的可能的边界的功率)。或者，在开关频率高的情况下，下限值即使降低5％必然地功率等的变动幅度也变大而显现噪声抑制的效果，例如，希望使开关频率的变动幅度为10kHz以上(包括相对基准频率的±5kHz以上的变动)。
于是，例如，通过将上述的构成应用于汽车用灯具等的放电灯的点灯电路，可抑制差拍噪声，而且，同时可降低功率损失，所以可有助于装置的小型化等。
发明的效果由上述记载可知，根据权利要求1的发明，通过对放电灯的输出电流和功率的控制施加波动，可使开关频率变化抑制差拍噪声。而且，在构成直流-交流变换电路的变压器所蓄积的能量从次级绕组完全输出的时刻实行控制使开关元件变为接通状态，能降低该开关元件的接通时的电力损失等，防止电路的效率下降，所以对电路装置的小型化及省电力化等有效。
根据权利要求2的发明，在没有对放电灯的光量变化的影响和对无线电频率区域的影响的范围，可充分得到差拍噪声的降低效果。
根据权利要求3的发明，在能够维持放电灯的点灯状态的范围，可充分得到差拍噪声的降低效果。
根据权利要求4的发明，即使在对于放电灯的输出电流或者功率的施加波动的幅度比较小的情况下，通过将开关频率的变动幅度设定在10千赫兹以上，可充分得到差拍噪声的降低效果。
权利要求
1.一种放电灯点灯电路，其特征在于，该放电灯点灯电路包括将来自直流电源的输入电压变换为希望的直流电压的直流-直流变换电路，被配置在该电路的后级的直流-交流变换电路，以及进行放电灯的点灯控制的控制电路，在该放电灯点灯电路中，(1)上述直流-直流变换电路，具有变压器及连接到变压器的初级绕组的开关元件，根据来自上述控制电路的信号在开关元件处于接通状态期间变压器蓄积能量，根据来自上述控制电路的信号在该开关元件处于断开状态期间从变压器的次级绕组输出该能量，同时，在放电灯的稳定点灯状态下，在从次级绕组完全输出了该能量的时刻实行控制使开关元件变为接通状态，(2)放电灯的输出电流或功率的控制是根据来自上述控制电路的信号在上述开关元件处于接通状态期间进行，(3)设置波动发生部件，对上述(2)的输出电流或功率的控制施加波动。
2.如权利要求1记载的放电灯点灯电路，其特征在于，通过对控制电路设置的波动发生部件，放电灯的输出电流或功率在30至1000赫兹的范围变化。
3.如权利要求1或权利要求2记载的放电灯点灯电路，其特征在于，放电灯的输出电流或功率以额定电流值或额定功率值为中心，在其上方或下方5％至30％的范围变化。
4.如权利要求1或权利要求2记载的放电灯点灯电路，其特征在于，上述开关元件的开关频率的变动幅度在10千赫兹以上。
全文摘要
本发明涉及放电灯点灯电路，在配备了反馈型结构的直流－交流变换电路的放电灯点灯电路中，同时实现高效率化和差拍噪声的抑制。在放电灯点灯电路(1)中，直流－直流变换电路(3)具有变压器及连接到变压器的初级绕组的开关元件，根据来自控制电路(7)的信号在开关元件处于接通状态期间变压器蓄积能量，在开关元件处于断开状态期间从变压器的次级绕组输出该能量，同时，在放电灯(6)的稳定点灯状态下，在从次级绕组完全输出了该能量的时刻实行控制使开关元件变为接通状态。然后，对在开关元件处于接通状态期间实行的放电灯的输出电流或功率的控制施加波动而使开关频率变化。
文档编号H05B41/288GK1444430SQ0310686
公开日2003年9月24日 申请日期2003年3月6日 优先权日2002年3月8日
发明者伊藤昌康, 武田仁志 申请人:株式会社小糸制作所