专利名称：带有集成磁元件的高功率电子镇流器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及用于气体放电灯的运行的电子镇流器装置，更具体地，涉及配备有提供与AC电力线电压电隔离的、独特的和改进的电路拓扑的高功率电子镇流器。
从60Hz AC电力线运行的、传统电子镇流器通常包括两级变换器电路，以便提供高频AC电流给包含一个或多个气体放电灯的负载。为了提供对于电击伤害的防护，变换器电路的输出级提供隔离变压器被连接到灯负载，由此提供在镇流器输出端与变换器电路之间的电隔离。
在1/28/92公布的美国专利5,084,653中描述了改进的现有技术电子镇流器的一个例子。这个电子镇流器提供该装置的前端级的电隔离。这个专利描述用于以30kHz灯电流给三个串联的日光灯供电的电子镇流器，包括半波电桥串联谐振类型倒相器电路，它是由借助于桥式整流器由普通的60Hz电力线电压得到的、基本上恒定幅度DC电源电压供电的；以及使用带有隔离的次级绕组的能量存储电感的单个晶体管DC到DC变换器，DC电源电压由该次级绕组导出。因此，DC电源电压，倒相器电路和整流器输出端都与AC电力线电隔离，由此提供对于电击伤害的防护。
这个电子镇流器的前端级是基于回扫DC到DC变换器的。这种类型的变换器需要一种能量存储电感，它是相当大的、和相当昂贵的磁元件，特别是与在提升变换器中或单端主电感变换器(SEPIC变换器)中使用的、具有相同的或可比较的功率额定值的电感相比较的话。回扫变换器的另一个缺点是它的大的脉动输入电流量，这通常需要更大的EMI滤波器，以便达到与提升变换器或SEPIC变换器的可比较的EMC性能。
在附
图1上，显示了用于气体放电灯的另一种现有技术高频电子镇流器。这种电子镇流器电路基本上包含两个构建模块。前端是用于功率因数校正和线路电压调整的提升变换器。主要元件是晶体管功率开关Q1，电感L1，二极管D5和DC贮存电容C1，连同被插入在AC电源电压与提升变换器之间的EMI滤波器和二极管电桥整流器。晶体管开关Q1被控制电路，例如摩托罗拉公司产品MC34262，作为在电容C1的电压和流过晶体管开关Q1的电流的函数而周期地接通和关断。
后端是典型的、通过谐振槽路L2-C3以一组灯为负载的电压馈送半波电桥倒相器。主要元件是功率开关Q2和Q3，以及谐振元件，包括电容C3、电感L2和可能有输出变压器T1的磁化电感。在变压器T1的次级电路中通常提供电容Clp，以便镇流灯电流和在灯寿命末尾时对可能的灯整流的防护。在图1所示的电路结构中有四个磁元件，即EMI滤波器L0，提升扼流圈L1，谐振电感L2和输出隔离变压器T1。隔离开关Q2和Q3的运行由高电压控制集成电路，例如菲利浦公司制造的IC UBA 2010，作为流过晶体管开关Q3的电流和在电容C3上的电压的函数，来进行控制。这里，装置的磁元件的太大的尺寸和费用，使得这种类型的高频电子镇流器缺少最佳选择，特别是从竞争的商业观点来看的话。
所以，本发明的一个目的是提供具有减小的数目的磁元件的高功率电子镇流器，以便带来在电子镇流器的尺寸和费用上伴随的减小。
本发明的另一个目的是提供小型的和便宜的高功率电子镇流器，它在镇流器输入级中使用单个集成的变压器-电感器组合，在磁元件中呈现减小的功率损耗。
本发明的再一个目的是运行高功率电子镇流器的、新的和改进的方法。更具体地，基于连接电感的SEPIC变换器被设计成在60Hz线路周期期间运行在具有可变频率的边界或临界导通模式。可变频率范围可以是，例如，从50kHz到150kHz。连同本发明的超过装置的控制电路造成在线路输入端处接近于1的功率因数。
按照本发明得到以上的和其它的目的和优点，其中隔离变压器被引入到电子镇流器的功率因数校正前端级作为电感集成的磁元件，它提供电隔离功能和变换器电感功能。结果，不再需要在现有技术高频电子镇流器电路中常用的输出隔离变压器。
这里，本发明是基于以下的实验。在图1所示的那种类型的现有技术电子镇流器中，输出变压器T1的主要功能是提供在初级与次级之间的电隔离，以便满足ANSI安全要求。在电流馈送的半波电桥变换器中，这样的输出变压器也用作为谐振元件和电压增益提升器。但是，在图1所示的电压馈送半波电桥倒相器中，电压增益可以从包含电感L2和电容C3的谐振槽路得到。所以，如果把电隔离引入到电路的前端部分，有可能去除变压器。这导致带有功率因数校正(PFC)前端级的单个磁元件AC/DC变换器在与按照本发明的单个磁元件半波电桥谐振变换器级联时提供电隔离。
采用单个磁元件的隔离的功率因数校正前端级的引用，消除了对于输出变压器的需要。结果，镇流器电路的磁元件的总数被减小到三个，以及磁元件的总的尺寸和重量小于上述的那种类型的、现有技术电子镇流器电路的尺寸和重量。相关的电路损耗和费用被减小，以及电路的进一步小型化现在是可行的。
在本发明的优选的形式中，高功率电子镇流器的前端级利用连接电感隔离的SEPIC变换器。本发明也打算使用隔离提升电路作为电子镇流器的前端级。
在本发明的另一个有利的形式中，我们提供了对于在装置的PFC输入级中晶体管开关的改进的控制功能，即，装置运行在其中晶体管开关只要输入电感电流下降到零就立即接通的、所谓的临界导通模式。现有技术变换器通常运行在连续导通模式或间断导通模式。
在连续导通模式(CCM)的装置中，电路效率通常是高的(低损耗)，但控制电路更复杂，所以是更费用的。在间断导通模式(DCM)的装置中，简单的控制电路是可能的，但电路损耗较高。本发明的临界导通模式，比起可能采用的、两种现有技术控制方法的任一种方法，即CCM或DCM来说，具有在控制复杂性和电路损耗之间的更好的折衷的优点。
现在参照附图更详细地描述和说明本发明的上述的和其它方面，其中图1显示利用两级装置的输出级中的隔离变压器的、现有技术高频电子镇流器的一般的电路结构，图2显示使用具有单个集成的变压器-电感器的SEPIC变换器输入级的、按照本发明的电子镇流器的优选的形式，以及图3A-3H显示对于更好地了解本发明是有用的波形。
图1显示用于运行一个或多个气体放电灯Rlp的一般的现有技术的高频电子镇流器电路。50或60Hz的AC供电电压源1被连接到EMI滤波器的输入端，包含一对磁连接的电感LO和电容CO。EMI滤波器的输出端被连接到4二极管全波桥式整流器2的一对输入端。桥式整流器的第一DC输出端被连接到作为变压器3的一部分的提升电感L1的一个端子。第二桥式整流器输出端被连接到公共线4。电感L1的其它端子被连接到在二极管D5与晶体管功率开关Q1之间的公共连接点5。
电流传感电阻6与晶体管功率开关Q1串联连接到公共线4。晶体管开关Q1与传感电阻6的连接点12作为第一控制输入被连接到控制电路7，例如，由摩托罗拉公司制造的、被称为MC34262的集成电路。这个控制电路是在摩托罗拉公司在1993年出版的技术数据出版物中描述的。控制电路具有输出线8，它控制晶体管开关Q1的接通/关断。
二极管D5被连接成与贮存电容C1的串联电路，跨接在晶体管功率开关Q1与传感电阻6的串联电路。输出级配备有半波桥式倒相器，包括晶体管功率开关Q2和Q3，被连接成与另一个电流传感电阻9的串联电路，跨接在电容C1。阻塞电容C2和谐振电感L2被串联连接在晶体管开关Q2和Q3间的连接点10与输出隔离变压器T1的初级绕组的一个端子之间。变压器初级绕组的其它端子被连接到公共线4。谐振电容C3与输出变压器初级绕组并联。
控制输入线被连接到在谐振电感L2，谐振电容C3与初级绕组的一个端子之间的连接点，和被连接到第二控制电路11的第一控制输入端，第二控制电路11具有被连接到开关晶体管Q2和Q3的各个控制电极的两条输出控制线。第二控制线把把在传感电阻9上建立的电压连接到高电压控制电路11(例如集成电路UBA 2010)的第二控制输入端。第三控制线把连接点10连接到控制电路11的第三输入端。在菲利浦的UBA2010技术规范资料中描述了适用于作为控制电路使用的高电压控制IC。
输出变压器T1的次级绕组，通过四个各自的串联镇流器电容Clp，被连接到一组四个并联的放电灯Rlp。
晶体管开关Q1由从控制电路7经过输出控制线8传送到它的控制电极的控制信号被周期地接通和关断。控制电路7在由提升电感L1的次级绕组提供的信号的控制下，切换在贮存电容C1上的电压和由流过晶体管开关Q1的电流确定的信号。加到前端提升变换器的输入是50Hz或60Hz的全波整流的正弦输入线电压。当功率开关Q1被关断时，二极管D5被接通，以及载送基于被存储在提升电感L1中的电能的、用于贮存电容C1的电流。在电容C1是存储的电压提供用于包括功率开关Q2和Q3的电压馈送半波桥式倒相器的工作电压。电感L2和电容C3形成在半波桥式倒相器的切换频率上的谐振电路。这种高频电子镇流器电路的运行是熟知的，所以将不作更详细的描述。
图2上显示本发明的优选实施例。低频(例如50Hz或60Hz)AC供电电压源1被连接到EMI滤波器的输入端，包含一对磁连接的电感LO和电容CO。EMI滤波器的输出端被连接到四个二极管全波桥式整流器2的一对输入端。倒相器的这个部分类似于以上的图1。图2的高功率电子镇流器电路的特性为单个集成的变压器-电感组合T1-13。这个变压器-电感组合也包括控制绕组14。变压器T1初级绕组，电感13和控制绕组14都被安装在一个公共的磁心上，正如虚线15示意地表示的。图4上显示变压器-电感组合的一个可能的实施例，它包括一对磁心c，互相面对，中间有一个长度h的空气隙。变压器T1的初级和次级绕组一起紧密地缠绕在c磁心的左端。电感绕组13与控制绕组14被缠绕在磁心右端，如图所示。
包括电感13(L1)、电容C5、和隔离变压器初级绕组L2的串联电路被连接到全波桥式整流器2的第一和第二DC输出端。在电感13与电容C5之间的公共连接点16通过包含晶体管功率开关Q1与传感电阻6的第二串联电路被连接到公共线4。变压器-电感器的控制绕组14被连接到控制电路的第一控制输入端和地。
在晶体管开关Q1与传感电阻6之间的连接点12被连接到控制电路7的第二控制输入端，以及桥式整流器电路2的第一DC输出端被连接到控制电路7的第三控制输入端。控制电路的输出线8被连接到开关晶体管Q1的控制电极(栅极)。控制电路7可再次利用摩托罗拉IC，MC34262。
隔离变压器T1的次级绕组L3被连接到二极管D5的正极和另一条公共线16。二极管D5的负极被连接到贮存电容C1的一个端子，它的另一个端子被连接到公共线16。半波桥式倒相器的开关功率晶体管Q2和Q3，与传感电阻9连接成串联电路，连接在二极管D5的负极与公共线16之间。
阻塞电容C2与包括电感L4和C3的谐振电路连接成串联电路，连接在开关晶体管Q2和Q3中间的连接点与公共线16之间。连接点10也被连接到高电压控制IC 11的控制输入端。IC 11类似于图1的装置的相应的控制电路11。高电压控制电路11的第二控制输入端被连接到谐振电感L2与谐振电容C3的连接点，以使得这个控制输入响应于灯电压。控制电路11的第三控制输入端被连接到晶体管开关Q3和传感电阻9的连接点，以使得它接收由流入晶体管开关Q3中的电流确定的控制信号。
一个并联的四个放电灯Rlp的组与各个镇流器电容Clp串联，连接在公共线16与在谐振电感L2和谐振电容C3之间的连接点之间。
图2的SEPIC变换器运行在临界导通模式，以便提供良好的功率因数校正。与诸如以连续导通模式(CCM)或间断导通模式(DCM)的恒定工作频率的传统的控制方案相反，这里描述的临界导通运行模式提供在简单的控制电路和低的电路损耗的矛盾的要求之间的更好的折衷的优点。如上所述，在CCM模式中，控制是较复杂的，虽然电路损耗是相对较低的，而在DCM运行模式中，控制较简单，但电路损耗是较高的。
在桥式整流器2的输出端处的输入电压，Vin，是供电电压源1的50Hz或60Hz正弦AC电压的全波的起伏的副本。控制电路7以高频，例如50kHz，切换晶体管开关Q1，以使得实际上，对于这个高的切换频率的每个周期，低频输入电压，Vin，呈现为恒定电压，因为在50kHz频率的一个周期中，只有Vin的、以50Hz或60Hz的微小的电压改变。
图3A显示流过晶体管开关Q1的电流(IQ1)的波形作为时间的函数。当这个晶体管开关被接通时，电流IQ1从它的零的初始值开始上升。电流IL1流过电感13，也从它的零的初始值开始上升，如图3B的波形所示。在t0到t1的时间间隔期间，晶体管开关Q1连续导通。在这个时间间隔期间，在隔离变压器T1的初级绕组上呈现几乎不变的电压VL2(见图3C)，以及其中的电流IL2(图3D)从它的零的数值斜坡上升。在这个时间间隔，电流IC5(图3E)流过电容C5。这时，二极管D5关断(图3F)，以及没有电流ID5流过这个二极管(图3G)，电流ID5。所以，没有电流IC1流过电容C1(见图3H)，在时间t1，在电感13的左手端的电压连同在传感电阻6上的电压通知控制电路关断晶体管Q1。在晶体管Q1中的电流快速下降到零流过电感13的电流IL1开始向着零的数值下降，变压器初级电压VL2(图3C)颠倒极性，由此，初级电流IL2(图3D)开始斜坡下降，现在二极管D5接通，以及二极管电流ID5(图3G)开始流动。结果，充电电流流入电容C1，如图3H所示。
在时间t2，流过电感13或变压器T1的初级绕组的电流IL2变成为零，以及通过变压器的控制绕组14，控制电路7接收接通信号，以及在栅极控制线8上立即产生用于晶体管开关Q1的接通信号。在电感13中的电流IL1在这时也及时为零，见图3B。流过晶体管开关Q1的电流IQ1现在开始再次斜坡上升，以及如上所述的、新的周期重复进行。二极管D5再次截止，流过电容C1的唯一电流IC1是在输出级中需要运行半波桥式倒相器的电流，由此给放电灯提供能量。输出电压基本上是常数，除了非常小的脉动电压。
半波桥式谐振倒相器输出级的运行是惯用的，不需要详细描述。高电压控制电路11交替切换晶体管Q2和Q3周期地接通和关断，作为在谐振电容C3和电流传感电阻9上得到的控制信号的函数。
在图2的电子镇流器中，由于整流的正弦输入线电压Vin，输入/输出电压增益，被定义为Vo/Vin，随时间改变。为了产生与输入线电压同相的正弦输入电流，SEPIC变换器在输入线频率周期期间以可变频率运行在临界模式。这个运行模式由PFC控制IC借助于在变压器控制绕组14上得出的电压传感信号Vs被保持。
在高频运行时间间隔，当控制绕组14中的电压传感信号Vs达到零时，功率开关Q1被接通。随着开关Q1的接通，输入线电压Vin被加到电感13。同时，在C5上的、等于Vin的电压被加到变压器T1的初级绕组。磁化电感中的电流增加，如图3所示。晶体管Q1中的电流近似于线性地增加(见图3A)。同时，能量存储电容C5通过晶体管开关Q1和变压器T1的初级绕组以电流IC5放电，如图3C所示。当IQ1的电流峰值，通过传感电阻6适当的缩放，在时间t1达到输入电压Vin的参考曲线电平时，晶体管开关Q1被关断。然后，电路进入第二运行时间间隔。在这个时间间隔中，二极管D5接通，导通电流从变压器T1流到输出电容C1。二极管D5的电流波形显示于图3G。在这个时间间隔，t1-t2，在变压器T1上的电压导致电感电流IL1逐渐减小，如图3B所示。当电流IL1达到零时，控制绕组14传感电压(Vs)，以及触发晶体管开关Q1开始下一个开关周期。
图3上所示的波形只在低频线路周期期间在特定的工作点处得出。在其它工作点，波形的形状相同，但具有不同的频率和幅度。
与图1所示的现有技术电路相比较，按照图2的本发明使用在输入级中的单个集成的变压器电感，而不是在输入级中的分开的电感和在输出级中分开的隔离变压器。按照本发明的电子镇流器具有减少数目的磁元件，导致电子镇流器的尺寸和费用的减小。与美国专利5,083,653的电子镇流器相比较，图2的本发明利用减小尺寸的和从而减小费用的磁元件。
虽然这里描述和显示了本发明的优选的实施例，但将会看到，这样的实施例只是借助于例子给出的。本领域技术人员将可以不背离本发明的精神和范围地作出许多变动、改变和替换。因此，打算由附属权利要求覆盖属于本发明的精神内的所有这样的实施例。
权利要求
1.用于一个或多个放电灯的高频电子镇流器，包括第一和第二输入端，用于连接到用于电子镇流器电路的低频供电电压源(1)，整流器，被连接输入端，用于整流低频供电电压，输入级，被连接到整流器的输出端，以及包括晶体管开关(Q1)，变压器-电感(T1，13)，具有初级绕组、次级绕组和电感(13)电容(C5)，整流器(D5)，贮存电容(C1)，第一装置，把电感(13)、电容(C5)、变压器(T1)初级绕组和晶体管开关(Q1)连接到整流器的所述输出端，以便形成高频变换器电路，控制电路(7)，提供高频切换信号给晶体管开关，作为从所述变压器-电感得出的至少第一和第二控制信号的函数，第二装置，把整流器(D5)和贮存电容(C1)连接到变压器(T1)次级绕组，以及输出级包括DC/AC变换器电路，包括LC(L4-C3)谐振电路，以及连接端子，用于至少一个放电灯(Rlp)。
2.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中控制电路(7)以临界导通运行模式运行所述输入级。
3.如权利要求2中的高频电子镇流器，其中变压器-电感还包括控制绕组(14)，它把所述第一控制信号提供给控制电路(7)的第一控制输入端，由此控制电路响应于该控制信号，当电感(13)中的电流到达零值时，接通晶体管开关(Q1)。
4.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中控制电路(7)在它的第一控制输入端接收所述第一控制信号，以及控制电路响应于该控制信号，当电感(13)中的电流到达零值时，接通晶体管开关(Q1)。
5.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中控制电路(7)还响应于由流过晶体管开关的电流所确定的第三控制信号，用于得出用于晶体管开关的高频切换信号。
6.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中第一连接装置把电感(13)、电容(C5)、和变压器(T1)初级绕组连接成在整流器的输出端之间的串联电路，以及把晶体管开关(Q1)连接到在电感(13)、电容(C5)、和整流器的输出端之间的连接点(16)。
7.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中变压器-电感(13，T1，14)包括单个集成磁元件，它包括电感(13)、变压器(T1)初级和次级绕组，以及用于控制电路(7)的控制绕组(14)，都在公共的磁心(15)装置上。
8.如权利要求7中的高频电子镇流器，其中DC/AC倒相器电路包括第二(Q2)和第三(Q3)晶体管开关，被串联连接在贮存电容上，其中LC谐振电路包括谐振电感(L2)和谐振电容(C3)，被串联连接在第三(Q3)晶体管开关上，以及高电压控制电路(11)，用于响应于由谐振电容(C3)上的电压和流过第三晶体管开关(Q3-经过9)的电流所确定的第三和第四控制信号，控制第二和第三晶体管的切换。
9.如权利要求1中的高频电子镇流器，其中第一和第二输入端用来提供低频全波整流的正弦型电源电流给电子镇流器电路，以及电感(13)提供所述第二控制信号到控制电路(7)的第二控制输入端，由此当流入电感的电流在幅度上等于在输入端处低频电源电流的幅度时，控制电路把晶体管开关(Q1)触发为截止。
全文摘要
用于运行一个或多个放电灯的高功率电子镇流器包括功率因数校正高频SEPIC变换器输入级,与由半波桥式谐振变换器制成的输出级相级联。代替输出级中传统的隔离变压器,输入级利用电感集成变压器电感磁元件,由此消除通常的输出级隔离变压器。输入级运行在连接导通模式,这进一步改进电子镇流器。
文档编号H05B41/02GK1348676SQ00806585
公开日2002年5月8日 申请日期2000年12月13日 优先权日1999年12月20日
发明者C·常, A·赫尔南德斯 申请人:皇家菲利浦电子有限公司