专利名称：用于对偏移信号去扩频的方法和设备的利记博彩app
技术领域：
本发明总的涉及扩频通信系统，更具体地，涉及在DS-CDMA接收机中用于对偏移QPSK(OQPSK)扩频信号去扩频的方法和设备。
发明技术领域传统上，移动无线通信系统主要对于语音业务和只是或多或少地对于数据通信业务发挥最大作用。然而，随着现有的网络中用户数增加以及对于新的类型的业务的需求的出现，可以预见到现有的网络中的容量问题。为了满足新的灵活性和容量需要，基于DS-CDMA(直接序列码分多址)的技术成为对于适合于未来的移动无线通信系统的空中接口的多址接入方法的有希望的候选者。
在传统系统中是通过使用窄的或半窄的频带以及结合使用或不使用时分而把用户分开，与此不同的是，在基于CDMA的系统中，每个用户被分配以不同的伪随机扩频序列。这引起载送信息的信号带宽的极大增加。扩频系统通常属于以下两类之一跳频(FH)或直接序列(DS)。直接序列本质上是在发射机中把传统的通信信号波形乘上实数或复数的伪随机噪声的序列。
这样，DS-CDMA系统使用实数或复数(多相)序列作为扩展发送信号的带宽的方法，以便于达到在同一个频带中多个用户同时操作。正如技术上通行的，对于不同用户占用同一个频谱的复数扩频序列(伪随机噪声)被选择为具有某种相关性质，以使得互相尽可能小地干扰。在适合于接收所讨论的发送信号的每个接收机中，可以执行扩展发送信号频谱的逆操作(被称为去扩频)以便于恢复原先的数据信号，以及同时抑制来自其它用户(或更一般地来自其它源)的干扰。
去扩频操作是在数据解调和译码之前执行的，它也是多径延时搜索处理器(搜索器)内的基本操作，搜索器是所谓的RAKE接收机的重要部分。搜索器被使用来估计信道脉冲响应，以识别延时分布图内的路径和保持跟踪变化的传播条件。RAKE接收机应当能够通过分配多个并行的解调器给所选择的最强接收多径信号分量，而获取最大部分接收信号能量。解调器的分配和时间同步是根据估计的信道响应而执行的。
相关技术描述如果扩频序列是实数和二进制(±1单元)的，则扩频被称为BPSK扩频(BPSK=二相移位键控)，而当扩频序列是复数时，即包含实数和虚数分量(它们都被认为是二进制序列)时，扩频被称为QPSK扩频(QPSK=四相移位键控)。通常QPSK扩频是通过把数据与不同的实数和虚数二进制序列相乘而完成的，正如在S.R.Kim等的论文“A CoherentDual-Channel QPSK Modulation for CDMA Systems(用于CDMA系统的相干双信道QPSK调制)”，Proc.Of VTC’96,Atlanta,pp1848-1852,April 1996中描述的。通常在系统的每个正交支路中实行脉冲成形滤波，以使得扩频信号适合于传输信道。
应当指出，QPSK扩频可被加到BPSK或QPSK数据调制格式上。在上述的论文中给出了二者的例子。对于数据调制格式，QPSK去扩频器是相同的，即把正交输入样本与复数共轭扩频序列相乘和在数据符号周期上积分。
本发明涉及适合于通过使用偏移QPSK(OQPSK)来接收带有任意数据调制格式的信号的接收机。OQPSK扩频不同于QPSK扩频之处在于在数据符号与复数扩频序列段相乘以后在扩频器的虚数(Q)支路中的半个码片周期的延时。OQPSK扩频被使用于所谓的IS-95系统的上行链路，并且它也被用于第三代移动系统。
在D.M.Grieco的“The Application of Charge-CoupledDevices to Spread-Spectrum Systems(扩频系统中电荷耦合器件的应用)”，IEEE Transactions on Communications,Vol.28,No.9(Chapter ⅢC,pp 1699,FIG 7)中讨论了对于带有偏移QPSK扩频的BPSK数据调制的去扩频器。讨论这一事例的另一个参考文献是D-W Lee等的“Development of the Base StationTransceiver Subsystem in the CDMA Mobile System(CDMA移动系统中基站收发信机子系统的开发)”，ETRI Journal,Vol.19,No.3,pp116-140,Oct.1997。
图1的现有技术系统图1显示了按照上述的参考文献的现有技术去扩频器。接收的信号被下变频成其相应的基带信号表示，以及被分成同相yI和正交yQ信号分量。信号分量再分别通过下采样装置A1和A2被下采样，以给出每个码片周期Tc(即复数PN序列符号的持续时间)两个复数样本。接收的信号分量由乘法器A3,A4,A5,A6分别与相应的复数PN序列符号的实部和虚部d1(n)和dQ(n)相乘。应当指出，与实数PN序列符号分量dI(n)相乘的信号分量在执行实际乘法之前，分别在延时电路A7和A8中被延时半个码片周期。这是为了对准信号分量而需要这样做的。所得到的相乘的信号分别在组合电路A9和A10中被组合，分别在下采样电路A11和A12中被下采样，以及分别被馈送到执行相关运算的两个加法电路A13和A14的输入端。如果接收信号的PN序列和由接收机产生的本地复制品是同步的，正如下面将描述的，则相关器提供一个建设性地组合的信号，它们可被使用于数据解调和检测。
假定完全同步，以及数据信号和复数PN序列可分别被表示为d(n)=dI(n)+jdQ(n)和s(k)=sI(k)+jsQ(k)则可以推导出来自相关器的输出可被表示为z(n)=2L·{dI(n)+jp[Tc/2]·dQ(n)}+2dQ(n)∑[sI(k)·sQ(k)]++j∑[W(k)Q·sI(k)-W(k)I·sQ(k)]每个求和(∑)是从k=nL到k=nL+L-1进行的，其中L等于码片周期中的数据符号持续时间。从这个公式可以看到，d(n)的同相和正交分量进行不同的加权。正交分量用由所使用的脉冲成形滤波器的冲击响应确定的因子进行加权。这对于正交相位信号通常不载送信息(即dQ(n)=0)的BPSK调制信号不带来问题。然而，对于利用基于正交的调制方案的信号(例如QPSK调制信号)这样的加权使得数据解调很困难，因为每个数据调制符号的实部和虚部不能以相同的质量被被解调。从以上的公式中也可以看到，当应用正交数据调制时，由于实数和虚数PN序列之间的互相关引起的自干扰增加。而且，由于实数和虚数PN序列之间的互相关引起的自干扰、以及由于起源于相邻的码片间隔的干扰码片波形造成的失真将会不均匀地分布在z(n)的实部和虚部之间。所有这些因素意味着，如果将所指定的去扩频器方案用于正交调制信号，则总的系统的性能会降低。
这样，总之，在将现有技术中已知的现有的OQPSK去扩频器应用到针对除了BPSK以外的数据调制格式而得到的OQPSK扩频信号时，具有两个主要缺点，即(a)在每个数据调制符号的实部和虚部中包含的数据比特不能以相同的质量被解调，因为在去扩频后的幅度由于脉冲成形滤波器的作用在数据调制符号的实部和虚部中是不同的；(b)比起在应用BPSK/OQPSK调制/扩频时，由于实数和虚数PN序列的互相关引起的自干扰将会增加。
发明概要发明目的本发明的一个目的是提供能够与数据调制格式无关地起作用的偏移QPSK去扩频器方案。这样，如果发送系统中(例如，在将来开发的新的系统中)作出数据调制格式的改变，则接收机中的去扩频器不需要改变。
本发明的另一个目的是提供从实施观点看来易控制的、能实现高效率的计算的OQPSK去扩频器方案。
因此，本发明的目的是提供对于OQPSK扩频和QPSK与BPSK或任何其它的复数数据调制格式的有效的去扩频器方案。
发明在独立权利要求中揭示了对于本发明目的的解决办法。在从属权利要求中揭示了本发明的进一步的特性和发展。
本发明的技术领域是在使用偏移QPSK扩频作为与任意的数据调制格式(诸如BPSK和QPSK数据调制格式)相组合的发送扩频格式的DS-CDMA系统(DS-CDMA=直接序列码分多址)的接收机中，提供一种对输入信号去扩频的方法和设备。接收机具有唯一的、被划分成实数分量和虚数分量的PN序列信号。输入基带信号被划分成同相和正交分量，正如技术上通行的那样。本发明的特征在于，复数相关是在OQPSK数据信号与被使用来扩频该数据信号的PN序列的本地产生的复制品的相应的分段之间进行的。本发明的特征还在于，输入信号的同相和正交分量被下采样，以便提供或者是每码片周期两个样本、或者是每码片周期一个复数样本，在后一种情况下，下采样的时刻被延时四分之一码片周期。每个下采样的复数信号与接收机的复数PN序列信号的相应的分段进行相关。在每码片两个样本是在下采样后被提供的情况下，对于下采样的输入信号的奇数和偶数个复数样本得到的相关值被相加。
输入信号的同相和正交分量的每个样本、或它们的时间移位的版本，可以与接收机的PN扩频序列的每个实数和虚数分量相乘。与实数PN扩频序列相乘的同相分量版本的输出和与虚数PN扩频序列相乘的正交分量版本的输出被互相相加。与虚数PN扩频序列相乘的正交分量版本的输出和与虚数PN扩频序列相乘的同相分量版本的输出被互相相减。
发明优点为了提供适合于使用OQPSK扩频格式的系统的接收机而开发了本发明。本发明的去扩频器对于AWGN和瑞利(Rayleigh)衰落信道具有良好的性能。它对于BPSK,QPSK或任何其它的复数数据调制格式是有效的，这使得它对于未来的移动通信系统是重要的。
附图简述为了更全面了解本发明和对于本发明的进一步的目的与优点，现在结合附图进行说明，其中图1显示了用于OQPSK扩频BPSK数据调制信号的现有技术去扩频器，图2A显示了使用0QPSK扩频格式的系统的通用发射机结构，图2B显示了使用OQPSK扩频格式的系统的通用接收机结构，图3显示了按照本发明的接收机中的去扩频器单元的第一实施例，图4显示了在按照本发明的OQPSK去扩频器单元的正交支路中在脉冲成形匹配滤波后的码片脉冲波形，图5显示了按照本发明的接收机中的去扩频器单元的第二实施例，图6显示了按照本发明的接收机中的去扩频器单元的第三实施例，图7是脉冲成形滤波器的频率特性的图。
说明性实施例详细描述通用DS-CDMA发射机结构，图2A图2A显示了用于发送OQPSK扩频数据的发射机。要被发射的信号被馈送到数据调制器1。调制的信号在扩频器2中用复数PN扩频序列信号s(k)进行扩频，由产生PN序列信号的复数PN发生器3来进行控制，该PN序列信号为
s(k)=sI(k)+jsQ(k)它对于系统中建立的每个物理传输信道是唯一的。这意味着，每个接收单元通常具有它自己的PN序列。这个序列在信息交换进程开始时(即在起始信令期间)被提供给接收机。这对于整个进程通常是正确的，虽然它也可能因为各种原因而改变。来自扩频器2的信号通过脉冲成形滤波器4和RF调制器5被馈送到天线6。
图2A上的电路的功能可从以下的讨论中看出。假定(不失一般性)在用于发送要被按照本发明的接收机接收的信息的发射机中，在扩频以前的数据调制格式是QPSK。在第n个数据符号周期期间，数据符号d(n)可以按其实部和虚部分量被表示为d(k)=dI(n)+jdQ(n)dI(n),dQ(n)∈(±1)(1)让我们再假定，复数PN扩频序列s(k)在第k个码片周期期间可被表示为s(k)=sI(k)+jsQ(k)sI(n),sQ(k)∈(±1)(2)在QPSK扩频后得到的信号x’(k)等于x’(k)=[dI(n)+jdQ(n)][sI(k)+jsQ(k)]=[dI(n)sI(k)-dQ(n)sQ(k)]+j[dQ(n)sI(k)+dI(n)sQ(k)](3)为了得到OQPSK扩频信号x(k)，信号x’(k)的虚部分量被延时半个码片周期，为了简化和不失一般性，让我们假定，在脉冲成形低通滤波器4以前在输出端处，在码片周期内的样本数目等于2。在这种情况下，在脉冲成形滤波器以前的信号可被表示为x(k)odd=[dI(n)sI(k)-dQ(n)sQ(k)]+j*Ox(k)even=0+j[dQ(n)sI(k)+dI(n)sQ(k)](4)由此，xodd(k)代表在标号k是奇数时x(k)的参考值，以及xeven(k)代表在标号k是偶数时x(k)的参考值，I和Q支路的样本(信号x(k)的实部和虚部分量)被传送通过相应的脉冲成形滤波器4，以便于得出要被发送的、具有满足所分配的发送频带的限制的频谱的信号。在发射机中，信号在脉冲成形滤波器中，被插入到(上采样)每个码片的任意数目的样本，以使得它们在被馈送到RF调制器5用于发送信号到接收机以前具有良好的脉冲形式。
通用DS-CDMA接收机结构，图2B
从天线6发送的信号被天线7接收，和通过RF解调器8被馈送到脉冲成形滤波器9。来自滤波器9的低频输出被馈送到由PN发生器11控制的搜索处理器10,PN发生器11产生唯一的、供给接收机的PN序列信号，该信号适配于由发射机在与实际接收机通信时使用的PN序列信号。
搜索处理器10把来自滤波器9的信号与接收机PN序列的延时的复制品进行相关。其目的是识别接收机信号的多径分量和估计它们相应的延时。
由独立的去扩频器单元13(也称为RAKE分支、即并行处理单元，其每一个都具有可变延时电路14和去扩频电路15，通过使用接收机PN序列的复制品(它按照从搜索处理器10得到的延时值被延时)对识别的最强多径分量进行去扩频。所有的去扩频器15的输出在解调前以建设性方式被组合。
只要接收的序列信号不包括正确的PN序列信号，定时处理器12就只控制PN发生器11和搜索处理器10。
当正确的PN序列信号被检测到和接收的时序被搜索处理器估计到时，定时处理器12通过使用对于其内部的电路的适当的时序去开始控制去扩频单元13。
来自PN发生器的PN序列信号被馈送到每个去扩频器电路15。时序处理器12在适合于接收和处理被发送给所讨论的接收机的信息的时间，提供定时信号给各个电路10,11,14,15。来自去扩频单元13的去扩频信号被馈送到数据解调器16，由它恢复发送的信息。
本发明涉及要被提供作为在每个去扩频单元13中和在搜索处理器10中的去扩频电路的去扩频器。在下面的实施例显示了对于通过组合OQPSK扩频与任意的数据调制格式(例如，把OQPSK扩展到BPSK或QPSK数据调制格式)而得到的信号进行去扩频的方法。这是通过以下步骤实现的，即首先对进入的信号以便提供每个码片两个复数样本或每个码片一个复数样本(在这种情况下，下采样时刻被延时四分之一码片周期)进行下采样，然后对这样的下采样的信号与接收机的复数pN序列信号的相应的分段进行复数相关，再把在下采样后提供出两个样本/每码片情况下的奇数的和偶数的相关值相加起来。
第一实施例，图3
在图3所示的、按照本发明的接收机的实施例中，来自天线17的接收的信号在电路18中被下变频，和被分成同相(I)和正交(Q)分量，它们被采样、被传送通过滤波器、与脉冲成形波形相匹配，和被变换成每个码片R个样本，最后得出分量yI和yQ，如技术上通行的。
分量yI在下采样装置19中以比值R/2被下采样，以得出每个码片两个样本(PN序列符号)。分量yQ在下采样装置20中以比值R/2被下采样，以得出每个码片两个样本。如果在发射机输出端处的脉冲成形滤波器满足对于无符号间干扰传输的奈奎斯特准则，以及假定在接收机18中建立完全的样本同步，则在下采样装置19和20的输出端处的奇序号复数样本y(k)odd可被表示为y(k)odd=[dI(n)sI(k)-dQ(n)sQ(k)]·Cejθ++{jp(-Tc/2)·[dQ(n)sI(k)+dI(n)sQ(k)]+jWQ(k)}·Cejθ(5)而在下采样装置19和20的输出端处的偶序号复数样本y(k)even可被表示为y(k)even={p(Tc/2)·[dI(n)sI(k)-dQ(n)sQ(k)]+WI(k)}·Cejθ++j·[dQ(n)sI(k)+dI(n)sQ(k)]·Cejθ(6)其中p(t),t=O,±Ts,±2Ts,…是以采样间隔Ts采样的、在接收机脉冲成形匹配滤波器后的码片波形。假定在推导期间，不失一般性，t=0相应于脉冲最大值，即p(0)=1。如果码片周期被表示为Tc，则采样间隔满足Ts=Tc/R。WI(k)和WQ(k)是由来自相邻的码片间隔的码片波形所造成的在I和Q支路中的失真项。通过把发送信号乘以复数值的数Cejθ而对通信信道的影响进行模型化。图3以及其它实施例代表本文中方程的隐含的实现方案。
图4显示了以采样间隔Ts在接收机18中的脉冲成形匹配滤波器后的码片脉冲波形。用连续线画出的波形代表相应于奇样本的响应，而用虚线画出的波形代表相应于偶样本的响应。
通过把奇序号复数输入样本乘以PN扩频序列的复数共轭以及积分在给定的时间间隔期间的结果而得出的信号z(n)odd可被表示为z(n)odd=∑y(k)odd·[sI(k)+jsQ(k)]=[1+p(-Tc/2)]·[dI(n)+jdQ(n)]·L·Cejθ--[1-p(-Tc/2)]·[dQ(n)+jdI(n)]·Cejθ·∑[sI(k)·sQ(k)]++Cejθ·∑j·W(k)Q·[sI(k)-jsQ(k)](7)
其中假定，积分长度L等于数据符号持续时间除以T，以及每个求和(∑)是从k=nL到k=nL+L-1进行的。同样地，信号z(n)even可被表示为z(n)even==[1+p(Tc/2)]·[dI(n)+jdQ(n)]·L·Cejθ++[1-p(Tc/2)]·[dQ(n)+jdI(n)]·Cejθ·∑[sI(k)·sQ(k)]++Cejθ·∑W(k)I·[sI(k)-jsQ(k)](8)公式(7)和(8)表明，去扩频信号包含三个分量(位于每个公式中的三条不同的行)。公式的第一部分是包含被乘以信道响应和被乘以积分长度的复数数据符号的想要的分量。
第二分量是由在第n个数据符号间隔内的正交PN扩频序列之间的互相关造成的互相关干扰。对于任何对称的脉冲成形波形，例如图4所示的升余弦波形，满足p(Tc/2)=p(-Tc/2)。因此，在z(n)odd和z(n)even中的互相关干扰具有相同的值，但具有相反的正负号。为了得到去扩频信号而没有互相关干扰，不管正交扩频序列的实际的互相关性质，在第n个数据符号间隔内添加上z(n)odd和z(n)even部分是足够的。这个运算是通过图3的装置21到24的运行隐含地完成的。
第三项是在相反的正交支路中由来自相邻的码片间隔的码片波形造成的形符号间干扰项。
这样，回到图3的电路，为了提供上述的公式表示的信令特性，下采样装置19的输出端被连接到加法器21的一个输入端和被连接到延时电路24，后者的输出端被连接到加法器21的另一个输入端。下采样装置20的输出端被连接到加法器23的一个输出端和延时电路24，后者的输出端被连接到加法器23的另一输入端。延时电路22和24把信号延时一个样本。所以，每个加法器21和23分别把实际的样本与先前的一个样本相加，以使得每个码片仅仅有一个样本进一步处理。
加法器21的输出端通过具有比值2/1的下采样装置25被连接到乘法器26的一个输入端和被连接到乘法器29的一个输入端。加法器23的输出端通过具有比值2/1的下采样装置28被连接到乘法器27的一个输入端和被连接到乘法器30的一个输入端。信号sI(k)(即接收机PN序列信号s(k)的实数分量)被连接到乘法器26和27的另一个输入端。信号sQ(k)(即接收机PN序列信号s(k)的虚数分量)被连接到乘法器29和30的另一个输入端。乘法器26和30的输出端被连接到加法器31的每个(+)输入端，以及乘法器27和29的输出端被分别连接到加法器32的(+)输入端和(-)输入端。
这些加法器31和32的每个输出端然后被分别连接到积分装置33和34，其所具有的积分长度等于数据符号持续时间L。来自图3所示的去扩频器的最终的输出可被表示为z(n)=2·[1+p(Tc/2)]·[dI(n)+jdQ(n)]·L·Cejθ++Cejθ·∑[W(k)I-j·W(k)Q]·[sI(k)-jsQ(k)](9)第二实施例，图5应当指出，实际上，如果下采样装置25被移到在单元31和33之间的位置以及下采样装置28被移到在单元32和34之间的位置，如图5所示，其中所讨论的移动后的下采样装置具有参考数字25’和28’，则可以提供相同的结果。通过把单元21,22移到在元件26和31之间、和在元件29和32之间、和在元件31和25’之间的位置，以及把单元23,24移到在元件30和31之间、和在元件27和32之间、或在元件32和28’之间的位置，也可以创建另外的实施例，正如本领域技术人员显而易见的。
第三实施例，图6从以上的方程中，可以看到，如果在积分长度等于序列长度或序列长度的倍数的条件下，正交扩频序列被选择为具有某种相关特性(例如正交)，则在奇数的和偶数的输出样本中，互相关干扰将消失。
而且，即使正交扩频序列不正交，也有可能通过把采样相位延时一个δ=Tc/4，从而抵消互相关干扰。在图6所示的实施例中说明了这一情形，其中包括单元41到46的这一部分是与图3中这一部分(包括单元26到34)相同的。用于去扩频器电路的时序处理器37作为整体被显示为连接到延时电路38，后者把来自处理器的时钟信号延时一个δ=Tc/4。应当指出，这是说明在这个实施例与其它实施例之间的差别的一种方式，因此，延时电路38实际上是时序处理器的一部分。
延时的时钟信号被提供给下采样装置39，它具有在供给电路39的信号yI与乘法器41和43的输入之间的下采样比值R，以及还被提供给下采样装置40，它也具有在供给电路40的信号yQ与乘法器42和44的输入之间的下采样比值R。应当指出，在本实施例中只需要两个下采样装置，以及数量减小的加法器和减小了的处理速度。相应于图3所示的装置33和34的积分装置47和48被分别直接连接到单元45和46的输出端。
当在单元39和40的后面在实际的去扩频器之前提供出每码片一个样本时，来自去扩频器的输出信号可被表示为z(n)=[p(Tc/2)+p(-Tc/2)]·[dI(n)+jdQ(n)]·L·Cejθ++[p(Tc/2)-p(-Tc/2)]·[dQ(n)+jdI(n)]·L·Cejθ·∑[sI(k)·sQ(k)]++Cejθ·∑[W(k)I+j·W(k)Q]·[sI(k)-jsQ(k)](10)当p(Tc/4)=p(-Tc/4)时，以上关系可简化为z(n)=2·[p(Tc/4)]·[dI(n)+jdQ(n)]·L·Cejθ++Cejθ·∑[W(k)I+j·W(k)Q]·[sI(k)-jsQ(k)](11)性能最后，关于加性白色高斯噪声的性能也是在对图3和5以及图6的方案进行比较时应当考虑的一个事项。即，在码片周期内奇数和偶数的接连的样本的相加(如图3中所进行的)可以在去扩频器输出端处提供改进的信号噪声比(SNR)。这只是如果噪声样本是不相关时发生的情形。然而，在接收机中的脉冲成形匹配滤波意味着码片周期内的噪声样本事实上是相关的。而且，可以看到，相关积分器(正如任何的去扩频器实际上可被看作为的)的信号对噪声的增益正比于积分时间(可参阅例如K.S.Miller和R.L.Bernstein的“An Analysisof Coherent Integration and Its Application to SignalDetection(相干积分的分析及其在信号检测中的应用)”，IRETransactions on Information Theory,pp 237-248,December1957)。
所以，上述的两种实施例实际上对于噪声具有相同的性能，如果积分长度L足够长的话。图3和6中的去扩频器实施例在假定扩频序列码片速率fchip=4.096Mbps和接收机中的采样频率Fs=4fchip的条件下被仿真。图5上显示了在匹配滤波器(在假定每个码片周期具有四个样本下设计的)后的码片脉冲波形。滤波器频谱幅度特性直接匹配于根号升余弦形状直到-10dB，正如可从图7看到的。
图3和6上的去扩频器实施例的总的性能估计是通过找出它们在通信信道上给出的误码率(BER)而作出的。已经发现，这两个实施例实际上具有相同的性能。
与QPSK去扩频相比较，由图3和6上的两个实施例所实施的OQPSK去扩频器在两种情况下在发射机处采用QPSK数据调制时，引入0.9dB的损耗。
虽然针对于示例的实施例描述了本发明，但应当看到，可以作出修改而不背离本发明的范围。因此，本发明不应当被认为是限于所描述的实施例，而只应该由打算包括本发明的所有的等同物的以下权利要求来规定。
权利要求
1．在扩频通信系统的接收机中用于对偏移QPSK扩频数据信号去扩频的方法，所述偏移QPSK扩频数据信号借助于复数伪随机序列[s(k)]进行扩频，以及被划分成同相和正交相位分量(yI,yQ)，所述伪随机序列被划分成码片周期[Tc]，在所述接收机中接收所述OQPSK扩频数据信号后用于进行去扩频的所述方法的其特征在于-产生所述正交和所述同相分量(yI,yQ)的样本；-在相应于所述OQPSK扩频数据信号的至少一个数据符号周期的所述样本的分段与所述复数伪随机序列的一个相应的分段之间进行复数相关；以及-产生所述复数相关的相关值。
2．权利要求1的方法，其特征在于，-产生样本的步骤包括在接收所述OQPSK扩频数据信号后，产生所述同相和正交分量的高采样速率信号；和-下采样所述高采样速率信号，以提供每码片周期两个复数样本，它们被称为奇数和偶数复数样本；以及-把针对所述下采样的高采样速率信号的所述奇数和所述偶数的复数样本而得到的相关值相加起来。
3．权利要求1的方法，其中所述产生样本的步骤的特征还在于，-在接收所述OQPSK扩频数据信号后，产生所述同相和正交分量的高采样速率信号；以及-在被延时四分之一码片周期的下采样时刻，下采样所述高采样速率信号，以便提供每码片周期一个复数样本。
4．权利要求1的方法，其中所述执行复数相关的步骤的特征还在于，-把所述同相和正交相位分量[yI,yQ]的每个所述样本与所述复数伪随机扩频序列的每个实数和虚数分量[sI(k),sQ(k)]相乘；-将同相分量[yI]与所述扩频序列的实数分量[sI(k)]的所述相乘的输出、和正交分量[yQ]与所述伪随机序列的虚数分量[sQ(k)]的所述相乘的输出进行相加；以及-将同相分量[yI]与所述扩频序列的虚数分量[sQ(k)]的所述相乘的输出、和正交分量[yQ]与所述扩频序列的实数分量[sI(k)]的所述相乘的输出进行相减。
5．权利要求4的方法，其特征在于，把在至少一个数据符号持续时间上积累的相加的输出和相减的输出相加起来以便抵消互相关项[公式(7),(8),(9)]。
6．权利要求1-5的方法，其特征在于，其中所述偏移QPSK扩频数据信号是一个QPSK调制的数据信号。
7．权利要求1-5的方法，其特征在于，其中所述偏移QPSK扩频数据信号是一个BPSK调制的数据信号。
8．权利要求1的方法，其特征在于，其中所述扩频通信系统是DS-CDMA(直接序列码分多址)系统。
9．在扩频通信系统的接收机中用于去扩频偏移QPSK扩频数据信号的设备，所述偏移QPSK扩频数据信号借助于复数伪随机序列[s(k)]进行扩频，以及被划分成同相和正交相位分量(yI,yQ)，所述伪随机序列被划分成码片周期[Tc]，在所述接收机中接收所述OQPSK扩频数据信号后，所述用于进行去扩频的设备，其特征在于，-用于产生所述正交和所述同相分量的样本的装置；-用于在相应于所述OQPSK扩频数据信号的至少一个数据符号周期的所述样本的分段与所述复数伪随机序列的一个相应的分段之间执行复数相关(26到34；41到48)；以及-用于产生所述复数相关的相关值的装置。
10．权利要求9的设备，其特征在于，包括-用于产生样本和产生所述同相和正交分量(yI,yQ)的高采样速率信号的装置；-用于下采样所述高采样速率信号以提供每码片周期两个复数样本(被称为奇数和偶数复数样本)的装置；以及-用于把针对所述下采样的高采样速率信号的所述奇数和所述偶数的复数样本得到的相关值相加起来的装置。
11．权利要求9的设备，其特征在于，还包括-用于产生样本和产生所述同相和正交分量的高采样速率信号的装置；以及-用于在被延时四分之一码片周期的下采样时刻下采样所述高采样速率信号(39,40)以提供每码片周期一个复数样本的装置。
12．权利要求10的设备，其特征还在于，所述用于执行复数相关(26到34；41到48)的装置用来组合每个所述同相和正交相位分量(yI,yQ)，以便用所述伪随机扩频序列的所述实数和所述虚数分量[sI(k),sQ(k)]对其进行去扩频，以使得与所述伪随机序列的复数共轭的相应的分段相乘的所述奇数和偶数复数样本的互相关干扰项互相抵消。
13．权利要求9-11的设备，其特征在于，包括-延时装置(22)，用于延时所述同相分量的所述下采样的信号；以及-加法装置(21)，用于把所述同相分量的所述延时的下采样的信号添加到所述同相分量的非延时的下采样信号上。
14．权利要求9-11的设备，其特征在于，包括-延时装置(24)，用于延时所述正交分量的所述下采样的信号；以及-加法装置(23)，用于把所述正交分量的所述延时的下采样的信号添加到所述正交分量的非延时的下采样信号上。
15．权利要求11的设备，其特征在于，包括下变频装置(39,40)，具有等于R的下变频比值，其中R是每码片的样本数，该装置被连接到所述接收的OQPSK扩频信号的每个所述同相和正交分量，以及受到具有相位延时的时钟信号(δ=Tc/4)的定时装置相对于去扩频器电路(图5)的其余部分的时序被控制。
16．权利要求9的设备，其特征在于，所述相关装置包括-第一乘法器装置(26；41)，用于把所述同相分量(yI)与伪随机扩频序列的所述实数分量[sI(k)]相乘；-第二乘法器装置(29；43)，用于把所述同相分量(yI)与伪随机扩频序列的所述虚数分量[sQ(k)]相乘；-第三乘法器装置(27；42)，用于把所述正交分量(yQ)与伪随机扩频序列的所述实数分量[sI(k)]相乘；-第四乘法器装置(30；42)，用于把所述正交分量(yQ)与伪随机扩频序列的所述虚数分量[sQ(k)]相乘；-第一加法器装置(31；45)，用于把所述第一和第四乘法器装置(26,30；41,48)的输出相加；以及-第二加法器装置(32；46)，用于从所述第三乘法器装置(27；42)的输出中减去第二乘法器装置(29；43)的输出。
全文摘要
揭示了在使用偏移QPSK扩频作为与任意的数据调制格式(诸如BPSK和QPSK数据调制格式)相组合的发送扩频格式的DS－CDMA系统(DS－CDMA=直接序列码分多址)的接收机中用于对进入的信号去扩频的方法和设备。接收机具有PN发生器(3;11),用于产生独特的、被划分成实数分量和虚数分量的PN序列信号[s(k)]。输入采样的复数值的已编号的信号被划分成同相和正交分量。本发明的特征在于,输入信号的同相和正交分量(y
文档编号H04B1/707GK1300477SQ9980611
公开日2001年6月20日 申请日期1999年3月5日 优先权日1998年3月13日
发明者G·克朗, B·波波维克 申请人:艾利森电话股份有限公司