专利名称：多频带检波器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种多频带检波器，更具体地，涉及一种包含一个子频带重构和失真补偿电路和一个表决单元的多频带检波器。
在技术方面，如从Peter S.Chow,Naofal Al-Dhahir,John M.Cioffi和John A.C.Bingham.所著的文章“带编码调制的多载波E1-HDSL收发器系统”中，多频带检波器已为人所知。这篇文章发表于期刊1993年5/6月，欧洲电信及相关技术(ETT)学报第3期的257-266页上。
其中，名为DMT(离散多频音)接收器并绘于图5中的多频带检波器包含一个电路，该电路它重构输入多载波信号的单个载波信号并补偿由于通过图4中所绘DMT发送器和图5中所绘DMT收发器间的一条传输线上传输造成的输入多载波信号的失真。该电路由级联时域均衡器，一个带循环前置脉冲剥离器(cyclic prefix stripper)的串/并行转换器，一个快速傅立叶变换器和一个频域均衡器组成。时域均衡器是一个快速自适应有限脉冲响应滤波器，其目的是通过缩短传输线的脉冲响应长度来减少多载波符号的循环前置脉冲。这样时域均衡器有助于减少带一个可接受循环前置脉冲长度的内部符号干扰。然后，输入多载波信号中单个多载波符号的抽样通过串/并行转换器成为并行并且被用于快速傅立叶变换器以从时域转换成频域。由于均衡通道，即传输线与时域均衡器的组合，不再平滑，因而频域均衡器被包括在补偿单个载波相位和幅度失真的电路中。此外，频域均衡器由单抽头滤波器的并行结构组成，通过最小均方技术自适应。
时域均衡器电路，串/并行转换器，快速傅立叶变换器和频域均衡器由在引用的文章中被称为解码器而在本文中被称为表决单元的装置跟随。解码器或表决单元将频域均衡器输出处的单个载波信号与用于调制相应载波的星座图相比较并从中得到在不同载波上调制的符号。
补偿离散子波多频音信号，即另一种多频带信号中的失真的电路，以及该电路重构来自失真子波多频音信号的不同子波频带，可以从Stuart D.Sandberg和Michael A.Tzannes所著的文章“用于高速铜线通信的重叠离散多频音调制”(Overlapped Discrete Multitone Modulation for HighSpeed Copper Wire Communication)中了解。这篇文章发表在IEEE期刊1995年12月的13卷9期的通讯专栏中，其中描述的并在
图1中部分绘出的电路有与所述结构相似的结构。一个前检波均衡器通过用数字式滤波输入离散子波多频音信号来抑制内部符号的干扰。一个子波转换器产生子波子频带信号并将这些并联子波子频带信号应用于通过最小均方技术自适应的单频带均衡器的并行结构组成的后检波均衡器中。该电路，除前检波均衡器和后检波均衡器的抽头长度及用于从多频带信号中重构子频带的转换特性之外，与有时域均衡器，快速傅立叶变换器和频域均衡器的所述电路无重要区别。Stuart D.Sandberg和Michael A.Tzannes所著文章中的电路被连接到与Peter S.Chow等人所著文章中的解码器相差不大的所谓构象符号表决单元上。
在一篇更为通俗的文章“用于数据传输的多路载波调制一个已经实现的设想”(Multicarrier Modulation for Data Transmission:An Idea WhoseTime Has Come)中，作者John A.C.Binghan提出具有一个实现时域卷积的简单均衡器，一个从多频带信号中重构正交子频带的变换器，及一组并行单频带均衡器的结构。John A.C.Binghan所著的这篇文章发表于1990年5月的IEEE通讯杂志(IEEE Communication magazine)上并且显然地建议无论多频带到子频带转换的特性如何，使用具有与所述文章相似结构的检波器。
从所述参考文章中已知，用于子频带重构和失真补偿的检波器结构其缺点在于对传输线上多频带信号的失真变化它不够灵活。例如只影响少数子频带并且从John A.C.Binghan(参看12页，题为“单频干扰”的段落)和Peter S.Chow等人(参看259页，右手栏，28-29行)的文章中可以推出很可能发生的窄频带失真，可以通过适应前检波均衡器的抽头或通过增加前检波均衡器中的抽头数来补偿，但是这些解决办法显然对不受窄频带失真影响的其他子频带的检波有影响。本方法不是很有效，这解释了为何Peter S.Chow和John A.C.Binghan分别在其相应文章中提出在窄频带失真方面或更改比特配置或避免使用受影响的载波。
此外已知结构限制多频带检波器对在其中传输一种和同种多频带信号的环境的适应性。通过在前检波均衡器和后检波均衡器之间的子频带重构器的选择，多频带检波器可以或接收DMT(离散多频音)信号，该DMT信号的子频带通过快速傅立叶变换被重构；或接收DWMT(离散子波多频音)信号，该DWMT信号的子频带通过子波变换被重构；或接收另一种多频带信号，该另一种多频带信号的正交子频带通过另一种变换被重构。为接收具有已知结构检波器的另一种多频带信号需要更换其中的部件。由于显见的原因(接口复杂)本文不涉及。
本发明的目的在于提供所述已知类型的多频带检波器，但它更灵活地适应传输线上的失真变化，即使这些失真变化只影响少数子频带，而且它适合不同种类多频带信号的检波。
本目的由一种多频带检波器实现该多频带检波器用于从应用于它的一个检波器输入端的一个失真多频带信号(si)中生成多个子频带符号(sy1,...,syk,...,syN)，所述多频带检波器(DET)包括以下部件的级联a．一个子频带重构和失真补偿电路(RDA)，其电路输入(RDA-I)连接到所述检波器输入，该电路用于补偿所述失真多频带信号(si)中的失真并从所述失真多频带信号(si)中重构多个子频带信号(si1,...,sik,...,siN)，并且通过多个电路输出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)中一个相应电路输出(RDA-Ok)提供所述多个子频带信号(si1,...,sik,...,siN)中的各子频带信号(sik)；以及b．一个表决单元，带有(DEC)被一个接一个地连接到所述多个电路输出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)的多个输入(DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN)的和多个相应的单元输出(DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON)，所述表决单元(DEC)包含在各单元输入(DEC-Ik)和相应单元输出(DEC-Ok)之间的一个比较器装置(CMPk)，该比较器装置用于将所述子频带信号(sik)和一个星座图比较并且随后确定所述多个子频带符号(sy1,...,syk,...,syN)中一个子频带符号(syk)的值，其特征在于子频带重构和失真补偿电路(RDA)包含在电路输入(RDA-I)和各电路输出(RDA-Ok)之间的一个单数字滤波器(FIRk)，该单数字滤波器的抽头被设置成能同时完成子频带重构和失真补偿并且因此生成一个所述的子频带信号(sik)。
实际上，根据本发明，多频带检波器给出了不同子频带的更为单一的结构。检波器的不同输入-输出通路，它们各自从输入多频带信号中重构一子频带信号，是非常相似的并且可以被单独调谐。通过改变一个数字滤波器的抽头或增加/减少一个数字滤波器的抽头数，相应子频带独立于其它子频带或多或少地能抗失真。
此外，通过改变所有数字滤波器的抽头，根据本发明的检波器可以能够接收不同特性的多频带信号。这是因为各数字滤波器的抽头包含两个成分。第一成分取决于用以构成多频带信号的一组正交基函数并允许子频带重构。第二成分取决于传输线特性并允许补偿由于传输线上多频带信号的传输而造成的失真。若第一成分被变换成与一组新基函数一致，则检波器能接收如DWMT信号而不是DMT信号。抽头的修改可以根据本发明实现。根据本发明的检波器从而可以被用于制造多方式多频带接收器，当该多方式多频带接收器从一种方式被切换为另一种方式时，能接收另一种多频带信号。
必须注意用于权利说明书中的术语＇包括＇，不应被局限地译为其后所列的装置。因此，语句＇一个设备包括装置A和B＇表达的范围不应局限于仅由部件A和B组成的设备。它意味着根据本发明，该设备的仅相关的部件是A和B。
同样地，还必须注意用于权利说明书中的术语＇连接＇，不应被局限地译为仅直接连接。因此，语句＇设备A连接到设备B＇的范围不应局限于其中设备A的一个输出被直接连到设备B的一个输入上的设备或系统。它意味着在A的输出和B的输入之间存在一条通路，该通道可能是包括其它设备或装置的通路。
本多频带检波器的另一特征在于它还包括c．一个控制单元(CTRL)，用于根据所述失真多频带信号(si)的失真变化修改所述数字滤波器(FIRk)的所述抽头。
实际上，虽然传输线上的失真变化可以通过更改对不同子频带的比特分配来补偿，或可以由技术人员来更改以传输线上信噪比的测量为基础重置数字滤波器的抽头值，当传输线上的失真变化被检测到时引入一个自动改变滤波器抽头的控制单元是有利的。那里的传输线可能被连续或间断地监视。
根据本发明多频带检波器的另一特征在于其中控制单元(CTRL)还适用于修改所述数字滤波器(FIRk)的所述抽头的数目。
这样，控制单元不仅能改变抽头值而且能改变数字滤波器中的抽头数目以能高灵敏度地响应通道变化。
根据本发明多频带检波器的另一有利特征在于比较器装置(CMPk)被连接到至少一个抽头延迟线(TDk1)上，该抽头延迟线被用于在所述相应单元输出(DEC-Ok)处将后续子频带符号(syk)的线性组合反馈到另一单元输入(DEC-I1)上，而所述单元输入(DEC-Ik)被叠加到从所述子频带重构和失真补偿电路(RDA)接收的一个子频带信号(si1)上。
这样，减少内部载波干扰和内部符号干扰可以用比子频带重构和失真补偿电路补偿更低的处理强度方式进行。这也由于表决单元以多频带符号时钟速度工作而子频带重构和失真补偿电路以抽样时钟速度工作。因为数字滤波器中的抽头有比抽头延迟线中的系数高的时间分辨率，所以数字滤波器中抽头的修改允许使用比抽头延迟线中系数的修改更宽的频率带宽。因此，在精度和判断表决单元中的抽头延迟线及子频带重构和失真补偿电路中的数字滤波器长度的数学复杂性之间有一折衷。
而根据本发明多频带检波器的另一有利特征在于控制单元(CTRL)还适用于修改所述线性组合中的系数。
与关于控制单元适用于改变数字滤波器抽头同样的理由得出结论，当传输线上的失真变化被探测到时它有利于控制单元自动更改表决单元的抽头延迟线中的系数。
此外，本发明的特征在于所述多频带检波器(DET)的一个抽样时钟有比生成所述多频带信号(si)的一个多频带发生器的抽样时钟高的抽样时钟速度。
这样，用于子频带重构的有效带宽大大增加，这对于子频带重构进程，尤其是若多频带信号的基函数有大量能量分散在旁瓣中时有更好的效果。位于高频率的能量越多和信道衰减越平滑，用越高的抽样速率对接收到的多频带信号进行抽样越有用。
通过参考与附图相连的如下实施例的描述，所述提及的和本发明的其他目的和特征将更显然，并且本发明会将被更好地理解。
图1是一个已知多频带接收器MB-RX的框图。
图2是根据本发明一个具体多频带接收器MB-R实施例的框图。
图3是图2多频带接收器MB-R中子频带重构和失真补偿电路RDA的框图。
图4是图2的多频带接收器MB-R中表决单元DEC的框图。
图5是图解说明失真补偿后的信噪比SNR与子频带重构和失真补偿电路RDA的数字滤波器中抽头数TAPS之间的关系。
图6是图解说明通过传输线到多频带接收器MB-R的传输速率R与通过该传输线传输的叠加到多频带符号上的循环前置脉冲抽样长度NCP之间的关系。
图7是图解说明在传输线传输的多频带信号中能量E为频率F的函数，并且线性衰减ACL也为频率F的函数。
图1说明用于接收DMT(离散多频音)信号的例如在ADSL系统(异步数字用户专线)中的传统的多频带接收器MB-RX的结构。这种DMT信号由与时间相等长度的DMT符号序列组成。各DMT符号是一组调制载波的叠加。为能接收DMT信号，多频带接收器MB-RX包括一个级联模/数转换器A/D’，一个时域均衡器TEQ，一个带循环前置脉冲剥离器CP的串/并行转换器S/P，一个快速傅立叶变换器FFT，一个频域均衡器FEQ，一个表决单元DEC’和一个并/串行转换器P/S’。时域均衡器TEQ，带循环前置脉冲剥离器CP的串/并行转换器S/P，快速傅立叶变换器FFT和频域均衡器FEQ组成一个用于子频带重构和失真补偿RDA’的电路。频域均衡器FEQ包含在各输入/输出对之间的滤波器F1,...,Fk,...,FN。
一个输入DMT(离散多频音)信号被模/数转换器A/D’以抽样时钟频率抽样。然后数字化多频带信号被用于时域均衡器TEQ，该时域均衡器是一个数字滤波器，其抽头被改变(例如迭代)，以使得均衡脉冲响应，即串联传输线和时域均衡器脉冲响应的长度减至某种程度。组成一个DMT符号的均衡DMT信号的后续抽样通过串/并行转换器S/P成为并行，并且循环前置脉冲剥离器CP将加在各DMT符号上的循环前置脉冲删除以减少内部符号干扰。若均衡通道脉冲响应长度比叠加在各DMT符号上的循环前置脉冲短，则时域均衡器TEQ和循环前置脉冲剥离器CP完全清除内部符号干扰。通常，不能完全达到这一点。在循环前置脉冲删除之后，DMT符号的N个剩余样本通过快速傅立叶变换器FFT由时域转换成频域。在快速傅立叶变换器FFT各输出端的信号代表多频带信号的单个子载波并且可能被视为幅度和相位与所表示的调制子载波的幅度和相位相一致的复合值。为补偿传输线的相关频率衰减和相位失真，时域均衡器TEQ通过使其乘以单一复数值来调节快速傅立叶变换器FFT输出端的各子载波。此外频域均衡器FEQ具备N个单抽头复合最小均方自适应滤波器F1,...,Fk,...,FN。表决单元DEC’知道调制在各载波上的比特总数和使用的调制技术。通过将子载波与用于调制这些子载波的星座图相比较，表决单元DEC’判定在各载波上调制的符号。当这些符号通过并/串行转换器P/S’成为串行时，组成一个代表解调数据的输出数据流。
如在本申请介绍部分中已经指出的那样，现有技术的多频带接收器MB-RX有这样的结构，它不允许在不更换至少一个部件，快速傅立叶变换器FFT的情况下，通过其传输基于另一组正交基函数的另一组滤波器来接收除DMT信号外的其他种多频带信号。此外，到多频带接收器MB-RX的传输线上的失真变化需要改变时域均衡器TEQ的抽头，这意味着即使失真变化只影响少数子频带所有子频带的接收将被改变。
绘于图2中的多频带接收器MB-R包括一个模/数转换器A/D，一个多频带检波器DET和一个并/串行转换器P/S。多频带检波器DET包括一个子频带重构和失真补偿电路RDA，一个表决单元DEC和一个控制单元CTRL。
模/数转换器A/D被连接在多频带接收器MB-R的输入端和子频带重构和失真补偿电路RDA的一个输入RDA-I之间。子频带重构和失真补偿电路RDA的N个输出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON被一个接一个地连接到表决单元DEC的N个输入DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN上。表决单元DEC的N个输出DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON被连接到并/串行转换器P/S的输入端，该并/串行转换器具有一个输出连到多频带接收器MB-R的输出端。控制单元CTRL有连到子频带重构和失真补偿电路RDA及表决单元DEC的控制口的输出口。在描述多频带接收器MB-R不同部件的工作之前，通过参考图3和图4给出电路RDA和表决单元DEC的内部结构。
绘于图2中的子频带重构和失真补偿电路RDA在图3中被描绘得更详细。该电路RDA包括N个数字有限脉冲响应滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN连接到电路输入RDA-I和相应电路输出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON之间。子频带重构和失真补偿电路RDA因此有一个具有输入RDA-I和各输出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON之间单独通路的单输入多输出结构。各条通路由一个单数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN组成并且这些滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN各自还配有一个控制输入CT1,...,CTk,...,CTN。
绘于图2中的表决单元DEC在图4中被描绘得更详细，并且包含N个比较器装置CMP1,...,CMPk,...,CMPN和一些抽头延迟线，仅绘出其中之一TDk1。在一个输入DEC-Ik和一个相应输出DEC-Ok之间，表决单元DEC包括一个加法器ADk,一个比较器装置CMPk和单个或多个抽头延迟线TDk1。抽头延迟线TDk1有一个输出连到表决单元DEC的另一个输入输出通路的加法器AD1上。图4中所绘单抽头延迟线TDk1构成表决单元DEC第k’输入DEC-Ik和第k’输出DEC-Ok之间的通路部分，并且有一个输出连到位于第一输入DEC-I1和第一输出DEC-O1间通路中的加法器AD1上。该抽头延迟线TDk1由串联在比较器装置CMPk的输出和表决单元DEC第k’输出DEC-Ok之间两个延迟单元D1和D2，三个放大器C1,C2和C3，及两个加法器A1和A2组成。放大器C1,C2和C3其输入分别与比较器装置CMPk，第一延迟单元D1和第二延迟单元D2的输出相连。第二和第三放大器C2和C3的输出被连到第二加法器A2的输入上，并且第二加法器A2和第一放大器C1的输出作为第一加法器A1的输入。第一加法器A1的一个输出在表决单元DEC的第一输入DEC-I1处被连到加法器AD1的一个输入上。抽头延迟线TDk1还有一个控制输入Ck1。对于第一输入端DEC-I1和第一输出端DEC-O1间的通路仅有加法器AD1和比较器装置CMP1被绘出。此外，该通路可能还包括与TDk1结构相似的单个或多个抽头延迟线。同样地，为避免溢出图4，只绘出第N输入端DEC-IN和第N输出端DEC-ON间的加法器ADN和比较器装置CMPN通路，虽然该通路也可能包含单个或多个抽头延迟线。
一个输入模拟多频带信号在图2中所绘的多频带接收器MB-R的入口处被模/数转换器A/D抽样。模/数转换器A/D又由抽样时钟控制，未在图中绘出，它可能与和多频带接收器MB-R通信的多频带发送器同步，或它可能与多频带发送器中的抽样时钟做小间距比较，这会在后面解释。这样模/数转换器A/D产生一个数字化多频带信号si并将该多频带信号用于子频带重构和失真补偿电路RDA的输入RDA-I中。在此电路RDA中，同样的多频带信号si被用于各数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN，但各数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN分别重构另一子频带信号si1,...,sik,...,siN并通过电路RDA的另一输出端RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON提供(source)该子频带信号si1,...,sik,...,siN。一个单数字有限脉冲响应滤波器FIRk可以从多频带信号si中重构一个子频带信号sik并可同时补偿该子频带信号(将内部符号干扰，内部载波干扰降至最小)的通道失真，还可以滤除噪音如NEXT(近端串话)，FEXT(远端串音)，无线电频率干扰或其他干扰，是以理解时域均衡器TEQ，快速傅立叶变换器FFT和频域均衡器FEQ的工作与可集成在一个数字滤波器FIRk中的数字信号处理操作类似为基础的。为判断数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN抽头的值，可以使用不同技术。当抽头用预定的初始值初始化时，并且发送器发送一个预定序列多频带信号到多频带接收器MB-R，子频带重构和失真补偿电路RDA的输出可以与预定输出相比较。一个简单矩阵求逆能计算出使子频带重构和失真补偿电路RDA产生预定子频带信号的抽头的值。这些值被安装并且多频带接收器MB-R可以接收任一未知多频带信号以从中产生分量子频带信号。矩阵求逆和抽头值的安装是分配给图2中所绘的控制单元CTRL的任务，该控制单元可以通过图3中所绘电路RDA的相应控制口CT1,...,CTk,...,CTN来改变数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽头值。另一方面，与多频带接收器MB-R通信的多频带发送器可以发送一个非预定序列多频带信号。一个周期信号或一个伪噪音信号例如也允许多频带接收器MB-R测量信道并通过矩阵求逆计算最佳滤波器抽头值。而获得滤波器抽头值的另一可供选择的方法是其中又一个预定序列多频带信号被传输到目前包含控制单元CTRL中硬件的多频带接收器MB-R中以逐步改变数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽头。然而后一方法由于信道和发送器滤波组特性收敛时间可能很长。
图5显示作为重构子频带的数字滤波器中抽头数TAPS的函数的子频带信噪比SNR的象征性的展开，并且为选择个别滤波器FIRk中的抽头数NTAPS提供一个判断标准。实际上，可以在一个子频带上调制一定数量的比特bi并可以通过传输线传送带该比特总数bi的子频带以使得这些比特可以被恢复，用于此子频带的最小指标的信噪比SNRt已经实现。然而了解图5所绘曲线可以使人判定各数字滤波器FIRk中所提供的抽头数NTAPS。
除为数字滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽头计算初始值外，当一或多个子频带的失真变化发生时控制单元CTRL有改变抽头值的任务。当一个单个子频带突然更受噪音影响时，如由于无线电爱好者以子频带相邻区中的频率传输，或当认为信道中的变化是合理的时该子频带的抽头可以被改变。当一个单个子频带突然被干扰时该子频带的抽头在数量上增加。当传输线上的传输质量在大量的子频带中严重降低时所有滤波器的抽头可以被改变。为改变滤波器的抽头，可以使用几种技术，由于它们被用于改变如现有技术多频带接收器MB-RX中的时域均衡器设置和频域均衡器设置，因此其技术已为人所知。一阶技术诸如标准化LMS(最小均方)自适应，或分组LMS(最小均方)自适应可用软件或硬件实施。而硬件实施的缺点是其要求很高的复杂性，软件实施的缺点是较慢。在一个快速变化信道中，最好用硬件实施。对于慢速变化信道如双绞电话线，不需要以抽样时钟速度自适应，数学的合成可以证明软件实施是合理的。必须注意除一阶自适应技术外，更复杂更高阶的自适应技术如RLS(递归均方)自适应也可被使用。
在输出RDA-O1,...,RDA-O,...,RDA-ON处的子频带信号si1,...,sik,...,siN被用于表决单元DEC，该表决单元在其最简执行电路中由一些将各子频带信号sik与星座图比较的比较器装置组成，星座图由多频带发送器使用以调制子频带信号sik。从此比较中，表决单元DEC则判断在各子频带上调制的符号sy1,...,syk,...,syN。显然，表决单元DEC必须注意它接收到的多频带信号的类型，用于调制多频带信号的不同子波的构象，及可能有的一些其他参数如输入多频带信号的功率级。该信息可以从控制单元CTRL处获得。表决单元DEC的输出DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON处的子频带符号sy1,...,syk,...,syN通过并/串行转换器P/S成为串行因而组成原始数据序列。
然而，图2的多频带接收器MB-R包括一个更先进的表决单元DEC，它有助于减少内部载波干扰和内部符号干扰并因此减少子频带重构和失真补偿电路RDA应做的工作。为使其成为现实，表决单元DEC生成一个判定反馈单元，该判定反馈单元将来自其他子频带的成分在其输入端DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN叠加到不同子频带信号si1,...,sik,...,siN上。这些对于一个子频带信号sik的成分由相应输入端DEC-Ik处的一个单个加法器ADk累加。连接到该加法器ADk的比较器装置CMPk完成将子频带符号与一个星座图比较并从中判断子频带符号syk这一任务，与比较器装置CMPk使用的子频带信号相比不同在于其少受内部载波和/或内部符号干扰的影响。对于一个单子频带信号sik，可能叠加来自所有其他子频带的成分或可能叠加来自极少数子频带的成分，这些成分很可能影响该子频带信号。显然，这对表决单元DEC的复杂性有影响。此外，对于一个单子载波信号sik，可能叠加来自一个多频带符号的成分或可能叠加来自几个多频带信号的成分。显然，这也对表决单元DEC的组成有影响。一个子频带到另一个子频带的各个成分可能由如图4中所绘的一个抽头延迟线生成。抽头延迟线TDk1将第k’子频带的成分叠加到第一子频带信号si1上。该成分是三个后续子频带符号syk的加权总和。三个后续子频带符号syk属于后续多频带符号并通过相应放大器C1,C2和C3由系数加权。延迟单元D1和D2执行一个符号周期的延迟。由放大器C1,C2和C3使用的权重以内部载波干扰和内部符号干扰降至最小的方法来修改。图2的控制单元CTRL因此使用例如一个LMS(最小均方)算法并通过控制输入Ck1修改权重。
表决单元DEC的判定反馈结构的一个有利影响在于用较低数学复杂性完成子频带重构和失真补偿电路RDA的部分工作。这是由于表决单元DEC以符号时钟速度工作而子频带重构和失真补偿电路RDA以抽样时钟速度工作。子频带重构和失真补偿电路RDA的工作可由表决单元DEC仅完成到某种程度，因为由电路RDA以抽样时钟速度完成的工作允许更精确的失真补偿。无论如何，以抽头延迟线的形式叠加到表决单元DEC上的信号越复杂，子频带重构和失真补偿电路RDA中的滤波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN越多，越可减少长度及复杂性。
本发明对现有技术多频带发送器MB-RX的一个有利影响在于因为可以得到对内部载波干扰和内部符号干扰的更好补偿，所以叠加到多频带符号上的循环前置脉冲可以被减少。数据传输速率R上的循环前置脉冲长度NCP的影响由图6说明。传输速率R可以用数学表达式表示如下R=ϵ.FSYMB.Σi=1Nbi-----(1)]]>其中，ε代表效率，FSYMB代表符号速率，bi是调制在第i’子频带上的数据比特数。效率ε取决于用抽样数表示的循环前置脉冲长度NCP，可以写成如下表达式ϵ=NUNU+NCP-----(2)]]>其中，NU在一个多频带符号中是有用抽样数，包括非冗余信息。若循环前置脉冲长度NCP减少，则传输速率R随效率ε增加而增加。然而，一个降低的循环前置脉冲NCP对信噪比有降低的效果，因为剩余内部符号/内部载波干扰增加，并且对于在子频带上调制的数据比特bi的数量也有同样效果。减少循环前置脉冲长度NCP的不利影响可根据本发明补偿，因为一个减少的内部符号和内部载波干扰对不同子频带中的信噪比有增加的效果，并且因此对于在这些子频带上调制的数据比特bi的数量也有同样效果。作为本发明实施的结果，图6中的曲线将比现有技术方法向左移，这意味着最佳传输速率ROPT可用一个降低的循环前置脉冲长度NOPTCP实现。
第一要点在于本发明的应用不受通过它多频带信号si被传输的传输介质的限制。尤其是，一个发送调制解调器和接收调制解调器MB-R间的任一连接，例如一条双绞电话线，电缆连接，卫星连接，贯穿整个空间的无线电链路等等，可能受噪音影响，从而检波处理可以通过使用根据本发明的一个多频带检波器DET来改善。依赖于传输介质，多频带检波器DET的性能可以通过小间距抽样来改善。小间距抽样意味着以比多频带发送器的抽样时钟速度高些的速度对输入多频带信号进行抽样。其优点在于位于比多频带发送器的半抽样频率高的频率中的多频带信号能量可用于子频带重构。根据子频带的特性，即正交基函数的形状，集中在所述半抽样频率中的能量可能会很重要或不重要。图7举例说明一种假定情况，其中一个多频带信号能量E的大部分位于所述频率FSAMP/2的频率F处，FSAMP是多频带发送器的抽样频率。标记为ACL的直线显示在所述频率FSAMP/2以上传输介质的衰减非常严重，并从中应得出结论以一个频率F’SAMP=2FSAMP进行小间距抽样将不改善检波进程。结论是，小间距抽样可能被考虑用以改善子频带重构进程但只在其中传输介质不能严重衰减通过小间距抽样可得到的能量的多频带环境中才有效。
本发明不仅仅涉及ADSL(异步数字用户专线)或其中使用DMT(离散多频音)调制的类似系统。熟练的技术人员能够修改上述实施例，使它可应用于其中来自发送调制解调器的一个多频带信号被传送到一个接收调制解调器MB-R的任一其他系统中。其中应用正交频分复用(OFDM)或正交复用正交振幅调制(OMQAM)的系统例如为其中可应用本发明的多频带环境。子频带的数目，用以定义子频带的基函数，不同子频带是否用不同比特总数，用不同构象调制的事实，从本发明看来并不重要。
另一要点在于本发明的具体实例依据所述功能框图描述。从以上给出的这些框图的功能描述中，显然对于设计电子设备的熟练技术人员来说可用已知电子元件制造这些框图的实施例。因此并没给出功能框图内容的详细结构。
本发明的原理上面结合附图已描述过，应当明确理解以上只是通过实例加以描述，而并非作为对本发明范围的限制。
权利要求
1．一种多频带检波器(DET)，用于从应用于它的一个检波器输入端的一个失真多频带信号(si)中生成多个子频带符号(sy1,…,syk,…,syN)，所述多频带检波器(DET)包括以下部件的级联a．一个子频带重构和失真补偿电路(RDA)，其电路输入(RDA-I)连接到所述检波器输入，该电路用于补偿所述失真多频带信号(si)中的失真并从所述失真多频带信号(si)中重构多个子频带信号(si1,...,sik,...,siN)，并且通过多个电路输出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)中一个相应电路输出(RDA-Ok)提供所述多个子频带信号(si1,...,sik,...,siN)中的各子频带信号(sik)；以及b．一个表决单元，带有(DEC)被一个接一个地连接到所述多个电路输出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)的多个输入(DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN)的和多个相应的单元输出(DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON)，所述表决单元(DEC)包含在各单元输入(DEC-Ik)和相应单元输出(DEC-Ok)之间的一个比较器装置(CMPk)，该比较器装置用于将所述子频带信号(sik)和一个星座图比较并且随后确定所述多个子频带符号(sy1,...,syk,...,syN)中一个子频带符号(syk)的值，其特征在于所述子频带重构和失真补偿电路(RDA)包含在所述电路输入(RDA-I)和各电路输出(RDA-Ok)之间的一个单数字滤波器(FIRk)，该单数字滤波器的抽头被设置成能同时完成子频带重构和失真补偿并且因此生成一个所述的子频带信号(sik)。
2．根据权利要求1的多频带检波器(DET)，其特征在于所述多频带检波器(DET)还包括c．一个控制单元(CTRL)，用于根据所述失真多频带信号(si)的失真变化修改所述数字滤波器(FIRk)的所述抽头。
3．根据权利要求2的多频带检波器(DET)，其特征在于所述控制单元(CTRL)还适用于修改所述数字滤波器(FIRk)的所述抽头的数目。
4．根据权利要求1的多频带检波器(DET)，其特征在于所述比较器装置(CMPk)被连接到至少一个抽头延迟线(TDk1)上，该抽头延迟线被用于在所述相应单元输出(DEC-Ok)处将后续子频带符号(syk)的线性组合反馈到另一单元输入(DEC-I1)上，而所述单元输入(DEC-Ik)被叠加到从所述子频带重构和失真补偿电路(RDA)接收的一个子频带信号(si1)上。
5．根据权利要求2和权利要求4的多频带检波器(DET)，其特征在于所述控制单元(CTRL)还适用于修改所述线性组合中的系数。
6．根据权利要求1的多频带检波器(DET)，其特征在于所述多频带检波器(DET)的一个抽样时钟有比生成所述多频带信号(si)的一个多频带发生器的抽样时钟高的抽样时钟速度。
全文摘要
在一个多频带检波器(DET)中,子频带重构和失真补偿由位于一个单输入多输出结构中的多个数字滤波器(FIR1,…,FIRk,…,FIRN)实现。各数字滤波器(FIRk)被连接在有一个失真多频带信号(si)被输入的一个及同样的输入端(RDA－I)和其中有一个重构子频带信号(sik)的一个相应输出(RDA－OK)之间。该子频带检波器(DET)对于各输入输出通路具有统一的结构并且很易于适应多频带信号(si)的失真变化,即使这些变化只影响少数子频带。
文档编号H04J11/00GK1224291SQ9812347
公开日1999年7月28日 申请日期1998年10月27日 优先权日1997年10月27日
发明者卢克·范登多尔贝, 奥利维尔·范·德·维尔 申请人:阿尔卡塔尔公司