专利名称：变焦情况下的垂直回扫和对中快回扫的利记博彩app
假如用除4×3以外的宽高比产生视频，可能要进行宽高比变换，以便能在4×3用户电视机上显示节目。例如，宽的宽高比节目可以通过加入和/或下消隐条而被格式化以在4×3电视机上显示，形成4×3显示区上16×9有效区的所谓字符区(letterbox)显示。
例如，在Rodriguez-Cavazos等人的题为宽屏幕电视的已发表的国际申请No.PCT/US91/03822中介绍了一种宽屏幕电视机。这显示屏具有例如16×9显示格式化，并使包括变焦或图象比例因数控制和多画面显示装置的各种可供选择的画面显示成能可能。
可能要求在诸如16×9宽屏幕电视机之类的显示器上显示例如按NTSC标准使用4×3宽高比的基带视频信号的图象内容。在画面为字符区显示格式时，光栅可以被扩展使得画面占满屏幕宽度。水平位移横跨整个屏幕宽度。垂直位移被扩展或放大4/3倍，使得画面(不包括上和下黑条)垂直方向上占满宽屏。
除了控制偏转使宽屏节目的画面最适合宽屏显示以外，由于其他原因可能要求放大视频节目。例如，当显示4×3常规画面时，用户可能希望扩展画面，放大一定区域，并截去不感兴趣的边缘区。这种性能尤其有利于相对于显示在垂直方向随动拍摄画面的能力。
垂直偏转电路典型地将斜坡垂直偏转电压信号加到差分放大器的一个输入端上。与垂直偏转线圈串联的电流检测电阻与该放大器的另一输入端相连，并检测偏转电流。放大器以闭环负反馈方式驱动偏转线圈。偏转电流限定斜坡垂直扫描段和与取自视频信号的垂直同步脉冲同步的回扫。
可以通过增加垂直偏转电流的斜坡垂直扫描段的斜率或变化率达到垂直变焦。这使电子束按变焦所需的在更短时间内扫描该屏，但是增加了电子束处于偏转极端处的时间，而且偏转电流处于有效电平。例如，假如使偏转电流斜坡从垂直场的开端起更陡，电子束就较快地到达光栅底部。若偏转电流仍处于例如保持在光栅底部，例如在稍为过扫描位置，则由于需要维持电子束处于光栅底部直至回扫，电源负载的直流分量随变焦而增大。
当电子束没有主动地扫描显示屏时，它是被消隐的。减小电流负载的一种可能性是在被变焦扫描终端时将偏转电流减至近于零，因而使电子束返回屏中央等待下一次回扫。假如阴极射线管有明显的寄生发射，假如回扫比约为600至1100微秒的通常时间更慢，则在回扫期可以在屏上看到束点位置。虽通过偏转电路可使电子束返回接近中央从而减小DC负载，但取决于消隐电路和在消隐期使电子发射减至最小的装置，因为任何寄生束流可以使束点位置可见为横跨显示器中央的一根水平线。在阴极射线管中，电子抢有加热阴级，要堵绝所有寄生电子发射是困难的。
可能为理想的情况是，例如通过将电子束安排成在部分垂直消隐周期内位于偏转的一个极端处，而在部分该周期内位于另一极端处以保持小的平均偏转电流。这样回扫发生在消隐周期内，而不是发生在其开始或结束。对于给定的图象比例因数(例如变焦4/3)，回扫可被定时在消隐期内中间时刻发生是有利的。有利的是使用反馈控制电路，回扫可被自适应地定位在消隐周期内中间，以这种方式决定在变焦模式时期开始回扫的合适时刻，使得垂直偏转电流的DC分量适应任何变焦程度，而适当地小。这样电子束以这样方式位于偏转极端处，使得电子束处于两极端处中每一处的时间精确地相等。
依照一种发明装置，视频显示装置包括位于阴极射线管上的垂直偏转线圈。提供有呈现从一系列值选出的图象比例因数的图象控制信号源。偏转斜坡发生器响应同步信号和图象控制信号，产生其斜率随所选比例因数变化的斜坡。偏转放大器对斜坡作出响应，在偏转线圈中产生具有垂直间隔周期的周期偏转电流。在随所选比例因数变化时间的比垂直间隔短一个扫描间隔期间，偏转电流幅度在第一极值和第二极值之间。回扫信号发生器可运行于使偏转电流在回扫期间从第二极值返回第一极值，该回扫期位于无扫描间隔范围内，但一般不位于靠近任一端点。
依照一种不同的发明装置，伺服电路与回扫信号发生器的反馈路径相连、用以通过饲服反馈控制使回扫间隔位于无扫描间隔内。
图1a、1b和1c表示垂直偏转电路的发明实施例。
图2a-2e表示用于说明图1a-1c装置的定时功能的理想波形;
图3表示当形成上部遥摄(toppanning)时用于解释图1a-1c装置运行的电流、电压和定时波形;
图4表示当形成下部遥摄(bottompanning)时用于解释图1a-1c装置运行的可对照的选择波形;
图1b中详细示出的锯齿波发生器100通过图1a所示的微处理器控制器和回扫触发装置在图象比例因数和对中方面受到控制，产生垂直偏转信号，这些信号通过图1c所示的输出级耦合至垂直偏转线圈。在各图中对应的信号元件或功能使用相应的符号和标号。
图1a中的垂直同步信号SYNC被耦合到垂直定时发生器10。信号SYNC是由电视机的视频检波器9处理例如按NTSC标准的基带电视接收信号SNTSC而产生的。信号SNTSC中SYNC相邻的两次出现之间消逝的时间构成垂直间隔，该间隔等于2621/2水平视频行间隔，确定给定画面图象或场。
发生器10包括图1a所示的微处理器10a，微处理器10a产生垂直周期同步脉冲信号用于触发垂直复位。在用户例如通过遥控器控制下，微处理器10a产生图2a所示的脉冲信号A，脉冲信号A比图2e所示的脉冲信号SYNC延迟一个可控制量TD。通过相对于SYNC脉冲延迟垂直复位的发生，微处理器10a控制屏上画面的遥摄(panning)。该延迟量例如对于向上遥摄可以是SYNC的发生之间的垂直间隔的很小一部分，或对于向下遥摄或两者之间任何情况可以是小于整个垂直间隔的较大部分。图2a的脉冲信号A的延迟量根据用户所要求的画面遥摄程度而改变。
图1a的信号A通过电阻R73连接至脉冲展宽器触发电路U07的触发输入端，并在正常的非变焦运行模式时产生垂直复位信号VRESET的前沿。对于输入信号D的逻辑或OR功能由晶体管Q04提供，用以控制在变焦模式下的垂直复位信号VRESET的前沿的定时。晶体管Q04的基极耦合至依照图1c来自电流IERROR产生的输入信号D。电流IERROR表示基准电流值和给垂直输出级供电的电源产生的平均垂直偏转电流之间的差值。正如下面更充分说明的，电流误差IERROR在垂直消隐脉冲B的前沿处形成由信号D所表示的斜坡输入电压(见图2b、2d和3e)。
当斜坡输入电压达到触发电路U07触发输入的阈值时，在信号线c产生信号VRESET的前沿。在图2c所示的VRESET脉冲的前沿LEVRESET启动垂直回扫。这样垂直回扫被控制，随由电源产生的偏转电流和一个基准值之间的差值而变得早些或迟些发生。该电路通过使垂直偏转电流在垂直扫描以后处于两极端处的时间相等，而使半电源装置的DC电流负载减至最小，并自适应地对电流垂直扫描斜坡的终端和下一周期扫描斜坡的始端之间时间量的变化作出响应，这个时间量的变化源自于变焦量的变化和相应的垂直扫描斜坡的斜率变化。
紧接着信号VRESET的后沿TEVRESET之后，图1b的晶体管U01A变成不导通。DC电流IURAMP流过电压-电流变换器21(V/I)的晶体管U06A的集电极，使电容器C03充电，产生确定图1b所示的垂直偏转信号VSAW的扫描段TRACE的斜坡电压。偏转信号VSAW的斜坡TRACE的斜率由晶体管U06A的可控制的集电极电流IURAMP的幅度所决定。
V/I变换器21由用作图象比例因数控制信号的模拟电压ZOOM所控制。电压ZOOM如图1a所示由与微处理器10a相连的数字/模拟(D/A)转换器10al所产生。电压ZOOM表示用户所要求的变焦度，如图1C所示在电路中被按排成改变加在垂直偏转线圈Ly上的垂直偏转电流iy的变化率。
图1b的电压ZOOM通过图1b的电阻R49连接至电流控制晶体管Q07的发射极。可以使用电位器(未图示)手动地调节的可调电压V-SIZE通过电阻R22连接至晶体管Q07的发射极，用于画面高度维修调整。此外，+12V的DC电源电压通过电阻R21连接至晶体管Q07的发射极。晶体管Q07的基极与产生等于二极管CR02正向偏压的温度补偿基极电压的二极管CR02相连接。这些电压通过电阻R21、R22和R49相连，在晶体管Q07中产生集电极电流，用以控制电流源晶体管U06A的基极电压。晶体管U06A的基极电压由晶体管Q07的集电极电流所决定，它与温度补偿晶体管U06C和电阻R14形成串联结构，晶体管U06C的基极和发射极连在一起作为二极管使用，电阻R14与-9V电源相连。
电阻R16连接在晶体管U06A发射极和-9V电源电压之间。晶体管U06B基极电压等于晶体管U06A基极电压。电位器电阻R43连接在晶体管U06B发射极和-9V电压源之间。电阻R18连接在晶体管U06A发射极和电阻R43的可调移动触片TAP之间。
当触片TAP移向靠近晶体管U06B的发射极和电阻43的接点时，电阻R18对晶体管U06A的发射极电流没有任何影响。因为晶体管U06B发射极电压等于晶体管U06A的发射极电压。另一方面，当触片TAP移近-9V电源时，电阻R18再与R16并联。从而电位器电阻R43调节V/I变换器21的电流增益，以能补偿电容C03的容差，按晶体管U06A取出的电流产生锯齿波电压。
来自电容器C03的电压VSAW连接至晶体管U01B的基极。晶体管U01B与晶体管U01C相连构成差动对。晶体管U01C的基极与电阻R09的一端相连，电阻R09的另一端接地电位。晶体管U02A导引电流IO，通过电阻R09设置晶体管U01C的基极电压。晶体管U01C的基极电压跟踪高度调节电压V-SIZE的变化，从而保持垂直对中。电流IO提供零电流基准，将电压VSAW设置在产生垂直偏转电流的正确定时的零点电平，如以后所解释的。
为了产生通过图1b中晶体管U02A的电流IO，利用类似于V/I变换器21的第二V/I变换器21A。当调节高度调节电压V-SIZE时，晶体管Q09产生跟踪晶体管Q07集电极电流的集电极电流。电压V-SIZE分别通过电阻R22和R56与晶体管Q07和Q09的发射极相连。晶体管Q09和Q07的基极连接在二极管CR02的阴极，并处于相同电压。晶体管U02B和电阻R06相对于晶体管Q09的集电极电流构成温度补偿主负载。相对于晶体管Q07集电极电流的类似负载由晶体管U06C和电阻R14的网络构成。V/I变换器21A的晶体管U02A产生电流IO。
电流IO以这样一种方式有利地跟踪晶体管U06A的电流IURAMP的变化，使得当高度调节电压V-SIZE发生变化时仍保持垂直对中不受影响。跟踪的发生是因为电路的对称性，例如相对于晶体管U06A和U02A的对称性。晶体管U02C产生晶体管U01C和U01B的发射极电流。发射极电阻R17建立晶体管U02A中基极电压对集电极电流之比的值。电阻R49A将在图1a中D/A变换器10a2中产生的电压CENTER连接至晶体管Q09的发射极。电压CENTER以这样的方式受到控制，使得当未选择变焦模式时产生晶体管Q09和Q07中几乎相等的集电极电流。当不选择变焦模式时电压CENTER补偿电压ZOOM的非零偏移值。
图1b的晶体管U01C的基极电压受电流IO控制。电阻R09和电流IO的值这样来选择，使得当选择常规(非变焦模式时，晶体管U01C基极电压等于晶体管U01B基极上电压VSAW在图象间隔的中点时刻的电平。优越的是，作为V/I变换器21和21A之间的跟踪结果，在尺寸调节电压V-SIZE和12V电源电压的任何变化将不影响电流IO和IURAMP之比。电流IO和IURAMP所造成的变化将晶体管U10C的基极电压保持在对于电压V-SIZE和12V电源电压的每一电平与垂直对中对应的锯齿波电压VSAW的电平，直至发生饱和为止。因此，优点在于垂直对中不受用于调节画面高度的电压V-SIZE调节的影响。晶体管U01B和U01C的发射极分别通过发射极电阻R07和R08连接到控制发射极电流之和的晶体管U02C的集电极。晶体管U02C的基极电压与晶体管U02A的基极电压相同，晶体管U02C的发射极电压近似等于晶体管U02B发射极电压，在晶体管U02C中产生由电阻R05所决定的发射极电流。
在变焦模式的垂直扫描期间，例如在图3b的间隔t0-t1期间，晶体管U01B和U01C构成差分放大器。晶体管U01B和U01C的集电极电流在相应的集电极电阻中产生电压，该电压分别通过射极跟随器晶体管71和70耦合，以产生锯齿波信号VRAMP2和VRAMP1。
图3a-3f表示用于说明图1a-1c的装置运行的波形。在图3e中再次画出消隐信号B、垂直复位信号VRESET和回扫定时信号D，用于与图2a-2d的电流和电压波形和图3f的功能时间图相比较，并与图3a-3d中所示变焦量相联系。
分别在图3b和3c中的信号VRAMP1和VRAMP2是在垂直扫描间隔t0-t1沿相反方向变化的互补信号。图3b和3c中以实线画出的波形发生在变焦运行模式，用于与以虚线表示的发生在常规或非变焦运行模式的波形相比较。更高程度的变焦用点划线表示。正如图3a-3d的波形所示，当选择变焦模式时垂直扫描发生在例如时间t0和t1之间，而当未选择变焦模式时则发生在时间t0和t2之间。
图1c的DC耦合偏转电路11受到信号VRAMP1和VRAMP2的控制。在电路11中偏转线圈Ly在例如具有宽高比为16×9的W86EDV093x710型的阴极射线管CRT22中产生垂直偏转。
线圈Ly与偏转电流取样电阻R80串联耦合。图1c的线圈Ly和电阻R80构成串联结构，连接在放大器11a输出端11b和电源去耦电容器Cb的连接端11c之间。电阻R70将例如为+26V的V+电源电压通过射极跟随器晶体管Q46连接至端11c。晶体管Q46在端11c产生约等于电压V+一半，具体约为+12.4V的DC电压+V/2。该半电源电压由晶体管Q46基极连接到分压电阻R91和R92的接点上所决定的。连接在线圈Ly和电阻R80之间的接点端11d通过反馈电阻R60连接到放大器11a的反相输入端。电阻R80的端11c通过电阻R30连接到放大器11a的非反相输入端。负反馈电压在电阻R80上产生，表示偏转线圈Ly中的电流，并加到放大器11a的输入端。放大器11a产生输出电压，按需要使偏转线圈电流跟踪加在放大器上的电压驱动信号，电压驱动信号来自于作为互补电压VRAMP1和VRAMP2的锯齿波电压信号VSAW。
互补锯齿波信号VRAMP1和VRAMP2分别通过电阻R40和R50连接到放大器11a的正相和反相输入端，用以控制偏转电流iy。由于元件不匹配或偏置电压容差引起的信号VRAMP1和VRAMP2之间的差值例如通过连接在晶体管U01B和U01C集电极之间的电位器88加以补偿。当信号VRAMP1和VRAMP2从一极值朝向另一极值开始倾斜时，如图3e和3f所示，偏转电流iy的垂直扫描段在时刻t0开始。
当使用向上遥摄画面时，图2c的信号VRESET从图2e所示的垂直同步脉冲信号SYNC产生或与SYNC同步。信号SYNC与信号SNTSC中跟随信号SYNC之后的图象信息相联系，并且出现在信号SNTSC的图象间隔IMAGE的正好前面。图2e的图象间隔IMAGE包含正要在图1C的CRT22上显示的图象信息。偏转电流iy的垂直扫描段在每个依次场或图象间隔中相对于垂直同步脉冲延迟相同时间之后开始(当改变垂直画面遥摄范围时，延迟时间是可改变的)。因此图1c的偏转电流iy在每个周期中适当地被同步。所以，优点在于同步信号SYNC的场与场之间的变化不会引起显示画面的垂直位置抖动。
图3a以实线示出当选用第一示范变焦量时的偏转电流iy波形，以点划线示出对于更高变焦度的偏转电流。非变焦的常规模式以虚线表示，在此情况下偏转电流的扫描段占据SYNC两次依次出现之间的16.7毫秒间隔的大部分(15.7毫秒)。图3b-3d使用与上相同的线表示法表示各个电压，而图3e专用于表示在图3a-3d中以实线表示的变焦量。图3f示意地表示对于第一示范变焦量的图1a的信号SNTSC的时间图的一个例子。图3f的间隔IMAGE的间隔301包含在非变焦运行模式显示的画面上半部的图象信息。间隔300包含这画面的下半部的画面信息;然而，间隔300没被使用，因为画面是变焦，使得间隔301用于整个垂直显示区。在间隔300期间视频信号被消隐。
在图3f所示时刻发生的信号SYNC控制向上遥摄画面模式中垂直扫描的开始时间。因此在每垂直场中垂直扫描在时刻t0开始。当显示画面的底部比顶部截去较大量时获得向上遥摄运行模式。这样，图3a-3f的例子图示最大上部遥摄画面。这是因为在非变焦运行模式下能提供画面信息的图3f间隔301的第一视频行TOP也是在最大上部遥摄模式下提供画面信息的第一视频行。正如下面讨论的，也可能使用向下部遥摄或对中按排画面。然而，为简便起见，首先讨论上部遥摄画面。
在常规的非变焦运行中，以虚线所示的图3a的电流iy扫描段的起始时刻t0可被稍为延迟，为的是在屏幕顶部保持相同的视频象元。延迟的差值补偿在变焦运行模式中图3a的电流iy变化率和在常规非变焦运行模式中电流iy变化率之间在垂直扫描开始时发生的差异。
图4a和4b的例子表示一种对比的情况，其中图象间隔IMAGE的间隔300的最后一个视频行BOTTOM安排占据显示屏的底，即，最大向下遥摄画面情况。在图4a、4b、3a-3f、2a-2e和1a-1c中对于相同项目和功能使用相同符号和标号。相对于图4b的信号SNTSC，SYNC和图4a的电流iy扫描段开始之间的延迟明显地长于依照图3a的延迟，因为这要求扩展或画面底部的变焦而不是顶部变焦。可以理解通过选择可以水平行计数或类似方法的适当的延迟，可以选择上部遥摄或下部遥摄画面，或两者之间任何位置。
为使电路简单起见，使用如图1c的偏转电路11，依据正电源电压V+而不需要负电源电压，产生交流偏转电流iy是有利的。半供电电压+V/2源自全供电电压V+，例如为26V，用以驱动偏转电路。限流电阻R70与电压V+相连，用以通过晶体管Q46在端11C产生半供电电压。
减小通过限流电阻R70的平均或DC电流，以便可使用高阻值是合乎需要的。所需电阻R70的高阻值是为了提供电流限制作用，使得发生故障状态时，可防止过大的偏转电流iy。例如，假如放大器11a的输出端11b与地短路就可能发生这种故障状态。为了避免束电流打在CRT22管颈而引起损坏，也要求防止过大的偏转电流iy。
依照本发明的特点，在变焦运行模式中偏转电流iy的平均值被减小或受限制。参阅图3a，这是通过调节VRESET的前沿时间达到的，使得回扫开始在扫描结束的时刻t1和下一垂直扫描开始之前的时刻t2之间间隔的中间时刻或在该中间时刻附近。这样，垂直回扫间隔ta-tb位于无扫描间隔t1-t2范围内，但一般不靠近t1或t2任一端点。通过使偏转电流处于相反极值的时间相等，使偏转电流的平均值减至最小。
如图1c所示，半电源晶体管Q46的集电极通过电阻R70连接到正电源V+，而晶体管Q46的基极连接至具有相同阻值的电阻R91和R92的电压分压器，这样晶体管Q46的基极电压设置在V+电平的一半。因而晶体管Q46的发射极被调定为V+电压的一半，小于晶体管Q46的基极-发射极正向偏压。流过电阻R70由半电源供电的电流Is在晶体管Q46的集电极产生表示电流Is值的电压信号。这电压信号经包括电容C71和电阻R71和R73的网络的滤波，并加到误差放大器晶体管Q73的基极上。电容C71和电阻R71和R73的网络构成积分电路，此积分电路将随通过半电源晶体管Q46供给的平均电流变化的电压加到误差放大器Q73上。误差放大器晶体管Q73的输出电流正比于半电源电流超过基准值的量，依照所示实施例的电路值该基准电流值约为13mA。半电源发射极电阻R79约吸收21mA。通过二极管CR71的反馈使该电路调定在21mA左右，至少在垂直间隔的一部分期间保持电源晶体管Q46处于导通。
参阅图1a，误差放大器晶体管Q73的电流输出IERROR连接至定时电容器C17。除非当信号B为高时，定时电容器被定时开关Q02和反相器Q01禁止使用。信号B是由微处理器10a产生的垂直消隐信号，并除了垂直扫描期间外处于高消隐电平。它用于通过消隐电路(未图示)使CRT22屏消隐。在变焦模式中消隐的前沿比非变焦模式时微处理器所产生的启动新的垂直扫描的垂直定时信号A较早发生。
图1c中来自误差放大器Q73的电流信号IERROR耦合至电容器C17，使该电容充电产生如图2d所示(也见图3e)的电压信号D，电压信号D以正比于IERROR的变化率向上斜升。定时信号D耦合至晶体管Q04的基极，晶体管Q04构成电容C17和触发电路ICU07的阈值输入端之间的缓冲器。ICU07的阈值输入端就是比较器U7a的一个输入端，其另一输入端在内部接到设置阈值约为3.4V的分压器上。当经缓冲的斜坡超过阈值时，ICU07中触发电路FF的设置(S)输入端触发，使触发电路FF的Q输出端变为高电平和脚3的低-真输出端变为低电平。这低-真输出端连接至晶体管Q10的基极，晶体管Q10将VRESET信号C箝位在高电平，通过将经过图1b中晶体管U01A和U01B的电压信号VSAW箝位而启动快速垂直回扫。同时，ICU07中触发电路的输出使晶体管Q11导通，使定时电容器C17放电。
由图1c的误差放大器Q73产生的电流IERROR的量由其发射极电压所决定，该发射极电压由电阻R75和R77的分压器和由晶体管Q73基极上的电压信号所设置的，晶体管Q73基极通过电阻R71与半电源稳压晶体管Q46的集电极相连。结合定时电容C17(图1a)的值和由ICU07中内部分压器所确定的阈值这样设定电流放大器的增益，使得如图3a所示在使偏转电流在回扫期间在消隐间隔的中间时刻附近越过零电流的时间达到阈值，并启动回扫。因此，偏转电流的DC的分量适当地小，可以是零或某个小绝对值。
定时器ICU07仍留在箱位VRESET高电平状态，直至来自微处理器10a的垂直消隐信号B降落至ICU07的触发输入电压以下。ICU07的触发输入端也被安排与比较器U7b相连，它在约1.7V时触发。当发生触发时，发出新的垂直扫描开始信号，ICU07的输出脚3又变为高电平，解除VRESET的箝位，和容许VSAW开始新的扫描斜坡。与此同时，ICU07释放放电脚7，使得在下一垂直消隐脉冲B期间定时电容C17能用于定时。
从微处理器10a来的垂直定时信号A通过电阻R73与定时斜坡信号D进行“或”运算，电阻R73与ICU07的阈值输入端和缓冲晶体管Q04的发射极相连接。在正常(非变焦)运行模式下，定时斜坡信号D可能不会在垂直定时信号A的前沿到来之前在ICU07的输入端达到阈值。在那种模式下定时信号A的前沿置位ICU07中触发电路，并与定时信号A的前沿同步地启动VRESET箝位和VSAW回扫。
正如所介绍的该电路使在变焦模式下的VRESET的前沿和通过箝位信号VSAW的垂直回扫的启动发生在消隐开始之后(即信号B状态变化之后)一定量，该迟后量由信号D的斜坡电压所决定。该电路自适应地对变焦量变化作出响应，使半电源的DC电流负载减至最小。正如上述，晶体管Q73的误差放大器产生表示半电源电流偏离基准值的量的电流。
假定变焦量和扫描斜坡的斜率是突变地增大，例如从图3a中实线所示的量变为点划线所示量，致使偏转电流较快地达到其最大负值。在伺服调节再开始之前，例如在负最大值更长的停留时间，作为垂直间隔的更大比例，产生DC偏转电流偏移和半电源的DC电流负载的变化。这导致误差放大器Q73的电流输出同样地随所供电电流离基准值的差值变化而变。于是大电流IERROR引起信号D的较快上升的斜坡，使VRESET在由信号B所确定的垂直消隐间隔中较早地发生。
以这种方式，若变焦量增加，偏转电流较快地达到其负峰值，则消隐信号和垂直复位之间的延迟以反馈伺服方式被增加和回扫被提前。同样，若变焦量减小，使得在垂直消隐间隔中负峰值较迟发生，回扫延缓在较迟的时刻。正如图3a的虚线波形所示的，对于确定正常，非变焦模式的垂直同步信号A，至少回扫发生在时刻t2′-t2之间。对于任何变焦量，通过有利的反馈控制电路，其中半电源的DC电流负载被检测，并通过调节VRESET的前沿的时间加以控制，则回扫的时间被自动地调节到回扫的中间时刻或在其附近发生。
如图3d所示的信号VSAW在消隐间隔开始时持续向下倾斜，然而，VRAMP1和VRAMP2在图1b的差动放大器装置的分别约为2.3V和4.3V的饱和电压处变得水平。在VRESET的前沿，信号VSAW由晶体管U01A箝位于高电平，使VRAMP1和VRAMP2转换到它们的相反状态。那未图1C中偏转放大器11a不再运行在线性反馈模式，而在放大器11a的电源端6上电压VB通过输出端11b被加到偏转线圈Ly上。在图3a的时刻ta之后马上产生回扫电压V11b，使偏转电流iy能在时刻tb之前完成回扫。图1c的升压级11f的开关11f1使电容11g与升压电容11e相串联。电容11e在垂直扫描期间通过二极管X和开关11f2从+26V电源电压V+充电。滤波电容11g上产生的电源电压和在升压电容11e上产生的电压相加，从而形成升高电压VB。当升高电压VB形成时，电压VB通过二极管DR与+26V电源电压V+去耦。在图3a和3e的短间隔ta-tb期间产生电流iy的回扫段RETRACE。由于电流iy存储在图1c的偏转线圈Ly中的电磁能量被用于升压电路中，正如开关11f1示意图示的，从而在图1c的11b产生比电压V+更大的垂直回扫电压V11b，而引起快速回扫。
在时刻tb附近，偏转电流iy已增加到容许放大器11a的线性运行的量值。来自电阻R80的反馈使得在时刻tb和t2之间偏转电流能跟随VRAMP1和VRAMP2的平顶部。在垂直回扫结束时，在时刻t2图1c的偏转放大器11a运行在其线性反馈模式下，再次产生偏转电流iy的锯齿波扫描段。
权利要求
1.一种视频显示装置，包括阴极射线管(22)；在所述阴极射线管上的垂直偏转线圈(Ly)；代表选自一组值的一个图象比例因数的图象控制信号(ZOOM)源(10al)；垂直同步信号(SYNC)源(9)；偏转斜坡发生器(100)对所述同步和图象控制信号作出响应，用以产生斜率随所选择的比例因数变化的斜坡(VSAW)，其特征在于偏转放大器(11a)对所述斜坡作出响应，用以在所述偏转线圈中产生具有垂直间隔周期的周期偏转电流(iy)，在扫描间隔(t0-t1)期间偏转电流的幅度在第一极值(+IP)和第二极值(-IP)之间，扫描间隔(t0-t1)比垂直间隔(t0-t2)短一个随所选择的比例因数变化的时间(t1-t2)；和回扫信号(VRESET)发生器(10a、Q73、C17、U07)可运行于在回扫间隔(ta-tb)期间使偏转电流从第二极值返回第一极值，回扫间隔(ta-tb)位于无扫描间隔(t1-t2)内，但一般不位于邻近扫描间隔的任一端点。
2.依照权利要求1的视频显示装置，其特征在于回扫信号发生器的定时装置(10a、Q73、C17)可运行于产生所述回扫间隔基本上对中于扫描间隔(t0-t1)比垂直间隔(t0-t2)所知的时间的中间时刻。
3.依照权利要求1的视频显示装置，其特征在于斜坡发生器，偏转放大器和偏转线圈构成DC耦合垂直偏转电路(11)，而回扫信号发生器减小所述偏转线圈中DC平均电流(Is)。
4.依照权利要求3的视频显示装置，其特征在于回扫信号发生器以反馈回路耦合至垂直偏转电路，提前或延迟回扫间隔，使DC平均电流减至最小。
5.依照权利要求4的视频显示装置，其特征在于回扫信号发生器包括与垂直偏转电路耦连的电流误差放大器(Q73)，可运行于按DC平均电流和基准值之间差值产生误差电流信号，该误差电流信号被耦合使电容(C17)充电，还包含阈值检测器(U7a)，可为电容上定时斜坡信号(D)达到阈值时触发回扫间隔的启动而工作。
6.依照权利要求4的视频显示装置，其特征在于电源(V+，Q46)用于产生第一供电电压(V+)和与所述第一供电电压具有相同极性的第二供电电压(+V/2)，第一和第二供电电压被耦连至偏转线圈的相对二端。
7.依照权利要求6的视频显示装置，其特征在于限流电阻(R80)与偏转电路相耦连，第一和第二供电电压中的较低电压(+V/2)与所述电阻离所述偏转放大器较远端(11C)相耦连。
8.依照权利要求4的视频显示装置，其特征在于限流电阻(R80)与偏转电路耦连，其中回扫信号发生器为使流过限流电阻的DC电流减至最小而工作。
9.依照权利要求4的视频显示装置，其特征在于电源(V+，Q46)，用于产生第一供电电压(V+)和与所述第一供电电压具有相同极性的第二供电电压(+V/2)，第一和第二供电电压被耦连到偏转线圈的相对二端。
10.依照权利要求1的视频显示装置，其特征在于所述回扫信号VRESET为快移至所显示画面被变焦部分而相对垂直同步信号是时间偏移的。
11.依照权利要求1的视频显示装置，其特征在于所述回扫信号发生器使所述回扫间隔在所述无扫描间隔范围内对中。
12.依照权利要求1的视频显示装置，其特征在于所述偏转放大器从所述扫描间隔的终端到所述回扫间隔的始端保持所述偏转电流在所述第二极值附近，而从所述回扫间隔的终端到下一接续的扫描间隔的始端保持所述偏转电流在所述第一极值附近。
13.依照权利要求12的视频显示装置，其特征在于所述回扫信号发生器使所述回扫间隔在所述无扫描间隔范围内对中。
14.一种视频显示装置，包括阴极射线管(22);所述阴极射线管上的垂直偏转线圈(Ly);垂直同步信号(SYNC)源(9);偏转斜坡发生器(100)对所述同步信号作出响应，以产生同步的斜坡(VSAW);其特征在于偏转放大器(11a)响应所述斜坡，以在所述偏转线圈中产生具有垂直间隔(t0-t2)周期的周期偏转电流(Iy)，在扫描间隔(t0-t1)期间偏转电流幅度在第一极值(+IP)和第二极值(-IP)之间，扫描间隔(t0-t1)比垂直间隔较短;和伺服电路(10a、Q73、C17、U07)与所述偏转放大器耦连，以借助伺服反馈控制使回扫间隔(ta-tb)定位于无扫描间隔(t1-t2)范围内。
15.依照权利要求14的视频显示装置，其特征在于所述伺服电路使所述回扫间隔在所述无扫描间隔范围内对中。
16.依照权利要求15的视频显示装置，其特征在于所述偏转放大器从所述扫描间隔的终端(t1)到所述回扫间隔的始端(ta)保持所述偏转电流在所述第二极值(-IP)附近，和从所述回扫间隔的终端(tb)到下一个接续的扫描间隔的始端(t2)保持所述偏转电流在所述第一极值(+IP)附近。
17.依照权利要求14的视频显示装置，其特征在于所述伺服电路包括产生表示平均偏转电流的信号(Is)的装置(R70)和对所述平均偏转电流表示信号作出响应的装置(Q73)，以提供对所述平均偏转电流的伺服反馈控制。
全文摘要
通过斜率改变可延迟以实现快移的偏转电流斜坡控制电视机的垂直变焦度。由于变焦时斜率增大，偏转电流和电子束以比一般垂直间隔短的时间内完成扫描。在扫描间隔之外偏转电流保持在某一极值，而电子束被消隐。用反馈IERROR回路与偏转电路的电流耦连的回扫信号发生器(10a、C17、U07)决定消隐期的中点，并在中点或其附近产生快回扫VRESET。由于有一响应DC平均电流的电流源对定时斜坡C17充电，一旦达到阈值触发回扫。使偏转线圈的DC平均电流最小。
文档编号H04N5/262GK1093852SQ93120478
公开日1994年10月19日 申请日期1993年12月10日 优先权日1992年12月11日
发明者J·A·韦尔伯 申请人:汤姆森消费电子有限公司