基于多相调制生成输出信号的发射机前端装置制造方法
【专利摘要】本发明涉及用于生成输出信号的发射机前端装置，所述的输出信号由数字流组成，其中所述装置包括：至少一个用于第一输入信号的第一输入端和至少一个用于第二输入信号的第二输入端，所述的第一输入信号和第二输入信号共同表示一个所述数字流复数信号，并意在影响所述发射机前端装置的输出信号；另外，所述发射机前端装置还包括至少一个相位生成装置，用于基于所述第一输入信号和第二输入信号生成至少一个额外的相位信号，至少有三个相位信号从所述相位生成装置输出，所述的三个相位信号的相位互不相同；至少一个调制器，其被设置用于根据接收的相位信号生成互补相位信号对。另外，所述发射机前端装置还包括至少一个频率转换器，其被设置用于对互补相位信号对的相位信号的进行变频，以便形成输出信号。
【专利说明】基于多相调制生成输出信号的发射机前端装置
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种基于多相调制生成输出信号的发射机前端装置。
【背景技术】
[0002] 当前，所谓的软件无线电（SDR，Software Defined Radio)应用具有强劲的发展趋 势。除其他事项外，造成这一趋势的一个主要因素是：所述的软件无线电使得动态利用可 用频谱成为可能。然而，这一趋势也需要特别灵活的高频传输装置。更重要的是，需求正 在上升，因为一些光谱和/或一些无线电标准越来越多地需要由高频传输装置支持。例 如，现代电话、笔记本电脑和平板电脑都包含各种不同的无线电系统，所述系统对应不同 的调制方案，和/或不同的带宽，和/或不同的频率。一些值得注意的所谓近场通信的例 子是 LTE (Long Term Evolution), 3G 网络（3rd_generation mobile telecommunication network),全球微波接入互操作性 WiMAX((Worldwide Interoperability for Microwave Access)、无线局域网LAN或蓝牙。
[0003] 然而，与此同时，移动装置和独立基站的对于能效的要求也在上升。移动装 置的能效对于最大化标准操作时间非常重要，而基站的能效则对于所谓的运营成本 0ΡΕΧ(Operation Expenditure)有直接影响，以及对于冷却热损失也有间接的影响。
[0004] 然而，这些要求很难协调，既然提供最广动态范围发射系统以及由此导致的重配 置特性会带来复杂性的增加，通常导致功率损耗增加，而能效必然不会减少，事实上是增 加。
[0005] 此外，应该指出，越来越多的数字装置网络和大量的无线电系统也导致了高频传 输装置本身的数字化趋势的增加。CMOS工艺的结构收缩带来的更快速度和更低功耗进一步 促进了上述发展趋势。因此，期望的位于所谓的"数字中心发射机"的解决方案的重配置性 可以通过对于滤波器和核心器件的数字设置进行适配成为可能。然而，这种方法会导致数 字信号更加靠近天线，这会引发一个问题，即数字输入信号在传输链就要转换成模拟信号。
[0006] 所谓的"切换/开关模式功率放大器"（SMPAs)，也称为开关放大器的使用使得对 于提高能效的同时获得更高的重配置性的需求得到满足。这是有可能的，因为这些放大器 可以达到非常高水平的效率，从理论上讲是100%。此外，这些放大器只需要一个驱动信号， 因此可以提供数字信号给放大器。很多方法可以用来生成数字信号，所述的数字信号能够 代表一个模拟信号，通过滤波可以恢复所述的模拟信号。一个可行的方法是△ Σ调制/DS 调制。在△ Σ调制中，模拟信号，甚至一个多电平数字信号可以被转换为一个比特流，同 时通过噪声整形减少了带内量化噪声。
[0007] Λ Σ调制的主要概念/原理是将量化噪声转移到所使用频带以外的频率范围。 为此，计算量化输入信号y [η]和量化计算输出信号ν[η]之间的差，并将其作为误差信号 e[n]。该误差信号通过传递函数Η(ζ)过滤后返回到量化器的输入端。基于定义的特征，滤 波器的传递函数Η(ζ)确保了量化噪声可以被转移到有用频率范围之外。这里Λ Σ调制器 的阶数由滤波器Η(ζ)的阶数所决定。为了满足频谱需求，输出信号通常必须被过滤以便去 除噪声。对于滤波器的严格要求是一直必须被满足的。
[0008] Λ Σ调制器基本上可以分为三类，即所谓的带通（BP)、高通（HP)和低通（LP) Λ Σ调制器，这与噪声滤波器的分类相类似。
[0009] 我们必须根据使用的Λ Σ调制器的不同类型来考虑不同的事情。
[0010] 带通Λ ΣΜ8(ΒΡΛ 2Ms/BroSMs)运行于比载波更高的频率。此外，在载波周期之 内进行大量的切换/开关操作是必要的。然而，由于众多的从饱和至截止的来回过渡，大 量的开关操作对于能效有负面影响，因为与切换相关的损失会更严重。更重要的是，没 有进一步的措施的话，对于处理速度的需求将得不到满足，这对于千兆赫兹及以上范围的 BroSMs的使用是不利的。
[0011] 高通λ ΣΜ8(ΗΡΛ SMs/HPDSMs)需要运行在至少两倍于所需载波的频率，这也限 制了这里BPDSMs的基本应用。
[0012] 相比之下，低通Λ 2Ms(LPA SMs/LPDSMs)不需要使用高于所需载波的频率。因 此，LPDSMs可以以常见方法使用，包括，例如，通过现场可编程门阵列（FPGA)的方法。但应 该指出，由于低通Λ ΣΜ8运行在低的运行频率（因此过采样频率低），而高通Λ ΣΜ8或带 通Λ ΣΜ8运行在更高的频率，所以所述低通Λ ΣΜ8在有用频带之外的噪音电平会高于高 通Λ ΣΜ8或带通Λ ΣΜ8。这会导致经常出现以下情况：噪声信号靠近所期望的信号。尤 其对于大带宽信号更是如此。
【发明内容】
[0013] 针对上述情况，本发明的目的是提供一种基于多相调制生成输出信号的发射机前 端装置，是一个新的发射机前端装置，意在展示实现改进噪声特性的可行性，而且即便对于 低运行频率DSM，也是如此。
[0014] 权利要求1的发射机前端装置实现了以上目的。从属权利要求则进一步展示了本 发明的优选实施例。
[0015] 接下来，结合附图以进一步细节来解释本发明。
【专利附图】
【附图说明】
[0016] 图1是DSM的示意图；
[0017] 图2是现有技术DSM示意图；
[0018] 图3是现有技术DSM更详细的示意图；
[0019] 图3是现有技术DSM另一种更详细的不意图；
[0020] 图5是数字信号空间示意图；
[0021] 图6是本发明实施例DSM的原理示意图；
[0022] 图7是本发明实施例的另一 DSM的原理不意图；
[0023] 图8是本发明实施例的又一 DSM的原理示意图；
[0024] 图9是根据现有技术DSM原理的测量结果示意图；
[0025] 图10是根据本发明实施例DSM原理的测量结果示意图；
[0026] 图11是根据现有技术DSM原理的更详细的测量结果示意图；
[0027] 图12是根据本发明实施例DSM原理的更详细的测量结果示意图。
【具体实施方式】
[0028] 图2是现有技术中DSM示意图。图2中，同相信号I和正交信号Q从对应于信号 点的DSM得到。这种类型的信号点如图5所示。图5中，信号点S1标记为同步信号II和 正交信号Q1。位于DSM输出端的由单比特组成的比特流将是可用的，并且可以用于开关放 大器。现在放大信号经过天线ANT即可被发射出去。
[0029] 图3是现有技术中DSM更详细的示意图。那里，同相信号I和正交信号Q由数字 信号处理器DSP生成，然后提供给独立的低通DSMLPA Σ。然后，所述的这些信号经过高频 射频信号被转换/变频，所述的高频射频信号与所述的两个信号之一相移90° (示以Q-信 号）。经过这种转换，接收到的相应的信号汇集于在一个以+指定/标记的合适/适配装 置，然后复用成一个可用于开关放大器SMPA的信号。现在所述放大信号通过带通滤波器 BP转换成模拟或连续时域信号，提供给天线ANT，以便发射。
[0030] 这个原理的进一步细节示于图4。图4中，一对互补相位信号通过低通LP Λ Σ调 制器生成。然后用高频射频信号RF进行转换/变频。这种转换得到的相应的信号汇集于 一个以MUX指定/标记的合适/适配装置，然后使开关放大器SMPA可用。现在，所述放大 信号通过带通滤波器ΒΡ转换到模拟域，提供给天线ΑΝΤ，以便发射。
[0031] 下面参考图6-8对于本发明实施例以进一步/更详细的细节进行描述。
[0032] 本发明实施例中，为了生成代表一个数字流的输出信号，所述发射机前端装置至 少有一个用于第一输入信号的第一输入端Ε1和至少有一个用于第二输入信号的第二输入 端Ε2,经由所述的第一输入信号和第二输入信号的数字流复复合信号用于影响所述的发射 机前端装置的输出信号。
[0033] 这里，所述的输入信号可以由诸如同相信号I和正交相位信号Q组成，或者由幅度 信号Α与相位信号phi组成，或者由其他合适的形式组成，比如，由同相信号I、正交相位信 号Q和相位信号phi -起组成。
[0034] 此外，发射机前端装置至少有一个相位生成装置PEE，所述PEE基于所述第一个输 入端E1和第二输入端E2的输入信号生成另外的相位信号PI, P2, P3, ···?]!，由所述相位生 成装置输出的所述的至少三个相位信号Pl，P2, P3,…Pn的相位相互之间都不同。对应每个 相位信号都设置有一个相位生成装置。
[0035] 因此，以下情况是可能的，例如，从一个I和Q信号生成两个其他相位信号P1和 P2,所述的I和Q信号对应于I信号相移了+120°或者-120°，而信号P3则对应于信号I。 接下来，我们将根据进一步细节描述其他可变形式。
[0036] 进一步地，所述发射机前端装置至少有一个适配调制器LPDS，所述适配调制器根 据接收到的相位信号？1，？2，？3^.十11来生成互补相位信号对？？1，？?2，？?3^.十?11。一种可 行的适配调制器是Λ Σ或近代调制器。
[0037] 根据可用的运行速度，同等数量的或者单独分配的Λ Σ调制器可以并行处理所 有收到的信号Pl，Ρ2, Ρ3,"十!!，或者，所有接收的相位信号Pl，Ρ2, Ρ3,…Pn也可以通过一 个调制器来并行或顺序处理，在顺序处理情况下，所述调制器是一个分时调制器，因为对 于每个相位信号而言，它是一种串行处理模式。此外，所谓的多相调制器是一组耦合的调制 器，其中所有相位的反馈和滤波被组合在一起，这也是可能的。容易理解的是，这些例子的 混合形式也可以被提供。
[0038] 因此，通过相关的调制器将对所述至少三个相位信号Pl，P2, P3,…Pn中的每个信 号进行处理，从而生成对应的互补相位信号对PP1，PP2, PP3,…PPn。
[0039] 进一步地，所述发射机前端装置具有至少一个频率转换器FUS，所述频率转换器通 过高频信号RF对形成互补相位信号对PP1，PP2, PP3,…PPn的相位信号进行频率转换形成 输出信号。
[0040] 输出信号汇集于标以符号+的适配装置从而生成可用于所述开关放大器或者饱 和放大器SMPA的信号。所述转换与合并也可以在同一个步骤中完成，例如，借助于一个合 适的复用器或者一个移位寄存器。现在，所述放大信号经过带通滤波器BP转换至模拟域或 者连续时域，再提供给天线ANT，以便发射。
[0041] 所述的频率转换器FUS与合并装置+组合起来相当于一个串行序列发生器，也就 是说，一个由若干单比特流组成的串行序列将由来自所述△ Σ转换器接收到的若干并行 输出信号再次生成。
[0042] 换句话说，与前述的LP-DSM原理形成鲜明对比，在图2-4所示的示例中，三个或 更多相位组件/元件被提供给本发明的调制器系统。
[0043] 在图7所示的一个具体实施例中，一个同相信号I提供给第一输入端E1，一个正交 信号Q被提供给第二输入端E2。所述的同相信号I和正交信号Q生成了另外两个相位信号 P2和P4。相位信号P1对应于同相信号I，而相位信号P3对应于正交相位信号Q。
[0044] 所述相位生成装置根据同相信号和正交相位信号生成至少另外两个相位信号，其 中一个相位信号基于所述同相信号和正交相位信号之和，另一个相位信号基于所述同相信 号和正交相位信号之差。同相信号I与正交相位信号Q的叠加获得相位信号P2。同相信号 I与正交相位信号Q相减获得相位信号P4。相位信号P2,以下也称为对角信号，对应于图 5中的D轴；而相位信号P4,以下也称为反对角信号，对应于图5中的A轴。为了使P2和P4 相位信号的幅度呈线性叠加，对他们进行了加权。在目前的情况下，相位信号P2和？4均 分别被赋予加权系数丨/万,，相位信号Pl，P2, P3, P4这四者两两之间的相位都不同。
[0045] 此外，发射机前端装置至少有一个Λ-Σ调制器LPA Σ，其被设置用于从接收的 相位信号Pl，P2, P3, P4生成互补相位信号对PP1，PP2, PP3, PP4。从图7可见，为每个相位信 号均配置了一个典型/示例的Λ-Σ调制器LPA Σ。当然，正如前面所解释的那样，也可 以使用其他配置。
[0046] 因此，四个相位信号P1，P2，P3，P4中的每一个均由一个联合Λ-Σ调制器处理成 对应的互补相位信号对PP1，PP2, PP3, PP4。
[0047] 此外，发射机前端装置至少有一个频率转换器FUS，其被设置用于通过高频信号 RF将互补相位信号对PP1，PP2, PP3, PP4转换形成一个输出信号。在这个过程中，相位信号 P2㈧经过高频信号RF转换/变频，所述RF与PI (I)转换使用的射频之间相移45°。相 对于P1(I)转换使用的射频，相位信号P3(Q)转换使用的射频相移为90°。相对于P1(I) 转换使用的射频，相位信号P4(D)使用的射频相移为135°。
[0048] 然后，可以在一个适配装置中合并所述输出信号，所述的适配装置以符号+指定， 合并之后将生成一个可用信号，其可用于所述开关放大器，或者可用于所述的饱和放大器 SMPA。现在所述放大信号经带通滤波器BP转换至模拟域或者连续时域，然后提供给天线 ANT，以便发射。
[0049] 所述的频率转换器FUS与合并装置+组合起来相当于一个串行序列发生器，也就 是说，一个由若干单比特流组成的串行序列将由来自所述△ Σ转换器接收到的若干并行 输出信号再次生成。
[0050] 图8展示了另一个具体实施例，在图8中，提供一个同相信号I给第一输入端E1， 提供一个正交相位信号Q给第二输入端E2。所述的同相信号I和正交信号Q生成了另外两 个相位信号P2和P4。相位信号P1对应于同相信号I，而相位信号P3对应于正交相位信号 Q〇
[0051] 通过同相信号I与正交相位信号Q的叠加获得相位信号P2。通过同相信号I与正 交相位信号Q相减获得相位信号P4。相位信号P2,以下也称为对角信号，对应于图5中的 D轴；而相位信号P4,以下也称为反对角信号，对应于图5中的A轴。为了使P2和P4相位 信号的幅度呈线性叠加，对他们进行了加权。在目前的例子中，相位信号P2和P4均分别 被赋予加权系数
【权利要求】
1. 生成输出信号的发射机前端装置，所述的输出信号由数字流组成，其中，所述装置包 括： 至少有一个用于第一输入信号的第一输入端和至少有一个用于第二输入信号的第二 输入端，所述的第一输入信号和第二输入信号的数字流复合信号用于影响所述发射机前端 装置的输出信号； 至少有一个相位生成装置，所述相位生成装置基于所述第一输入信号和第二输入信号 生成另外的相位信号，至少有三个相位信号从所述相位生成装置输出，所述的三个相位信 号的相位互不相同； 至少有一个适配调制器，所述适配调制器根据接收的相位信号生成互补相位信号对； 通过相关的调制器将所述至少三个相位信号的每一个处理成对应的互补相位信号 对； 至少有一个频率转换器，所述频率转换器对互补相位信号对的相位信号变频转换形成 输出信号。
2. 如权利要求1的发射机前端装置，其特征在于：所述的第一输入信号和第二输入信 号至少是二进制数字。
3. 如权利要求1或2的发射机前端装置，其特征在于：所述生成的相位信号至少是二 进制数字。
4. 如任一前述权利要求的发射机前端装置，其特征在于：相邻的不同相位之间的关系 是相等的。
5. 如任一前述权利要求的发射机前端装置，其特征在于：对应每个相位信号都设置有 一个相位生成装置。
6. 如前述任一权利要求的发射机前端装置，其特征在于：所述相位生成装置根据同相 信号和正交相位信号生成至少另外两个相位信号，其中一个相位信号基于所述同相信号和 正交相位信号之和，另一个相位信号基于所述同相信号和正交相位信号之差。
7. 如前述任一权利要求的发射机前端装置，其特征在于：对应每个相位信号对，至少 设置一个频率转换器。
8. 如前述任一权利要求的发射机前端装置，其特征在于：生成的输出信号在合路器中 合并为一个待发射的输出信号。
9. 如前述任一权利要求的发射机前端装置，其特征在于：每个相位信号对都是三元相 位信号。
10. 如前述任一权利要求的发射机前端装置，其特征在于：所述调制器是△ Σ调制器 或者近代调制器。
【文档编号】H04L27/36GK104054312SQ201280058848
【公开日】2014年9月17日 申请日期:2012年12月4日 优先权日:2011年12月4日
【发明者】雷纳托·内格拉, 比约恩索斯藤·蒂尔 申请人:亚琛工业大学