专利名称：预编码mimo传输的降低复杂度参数协方差估计的利记博彩app
技术领域：
一般来 说，本发明涉及无线通信系统，并且具体来说，涉及采用预编码多输入多输 出(MIMO)传输的无线通信系统中的协方差估计的参数系统和方法。
背景技术：
扩展频谱通信系统在本领域众所周知并且广泛部署。极适合在扩展频谱系 统-例如在IS-95、IS-2000(Cdma2000)以及第三代合作伙伴项目(3GPP)宽带码分多 址(W-CDMA)规范中标准化的系统-中使用的一类接收器是线性干扰白化(LIW，Linear interference-whitening)接收器。LIW接收器除了收集信号能量供检测之外，还抑制干 扰。一种形式的LIW接收器是横向码片均衡器；另一种是G-Rake接收器。Rake接收器由其 耙状结构得到其名称，其中多个接收器“耙齿”(finger)用于接收所接收多径信号中的多个 信号图像。通过在加权Rake组合器中相干地组合耙齿输出，常规Rake接收器可使用多径 接收来改进所接收信号的信号与干扰加噪声比(SINR)。一般化Rake (Generalized Rake, G-Rake)接收器使用组合权重的更复杂生成来改进对常规Rake接收器的干扰抑制性能。近来，在3GPP规范Release 7中已经标准化2 X 2多输入多输出(MIMO)技术。称 作双发射自适应阵列(D-TxAA)的标准化方案与选择性每天线速率控制(S-PARC)相似，除 了将自适应酉预编码应用于数据流的每个(在这种情况下应用于一个或两个高速下行链 路共享信道(HS-DSCH)数据流的每个)之外。D-TxAA可看作是先前标准化的闭环模式1 (CL-I)发射分集方案的扩展，因为用于 D-TxAA数据流的每个的预编码向量(它将数据流映射到多个发射天线)从用于CL-I的相 同码本选取。但是，与CL-I形成对照，D-TxAA包括两种操作模式-单流模式和双流模式。 在单流模式中，把来自CL-I码本的四个可能的预编码向量其中之一应用于单个数据流。在 双流模式中，将正交预编码向量对(同样从CL-I码本选取)应用于两个数据流。预编码的 使用对接收器具有显著影响，具体来说使例如Rake接收器等LIW接收器的设计复杂化。3GPP W-CDMA规范的较早版本(即，Release 7之前)定义两个发射分集模式，即 CL-I和称作STTD的开环模式。转让给本申请的受让人、由Cairns等人于2004年3月12 日提交的标题为“Method and Apparatus for Parameter Estimation in a Generalized Rake Receiver”的美国专利申请序号 10/800167 (公开号 US 2005/0201447)(称作“Cairns 申请”)公开发射分集系统中的G-Rake接收器的一种解决方案，通过引用将其完整地结合 到本文中。该解决方案描述估计用于形成G-Rake组合权重的损害协方差矩阵(impairment covariance matrix)的参数方式。参数方式将损害协方差矩阵估计为包括各发射天线的单 独项以及与噪声加其它小区干扰之和对应的项的项的总和。这种解决方案对于开环发射分集模式非常适用。在开环模式中，在特定符号周期 中与各发射天线对应的损害是不相关的，因为不同的符号从不同的天线传送。但是，在闭 环模式中，移动终端指定相位偏移(Phase offset)，以及同一个符号由主天线并且同时由 具有指定相位偏移的辅助天线来传送。在这种情况下，因各发射天线引起的损害高度相关。这种相关性可用于改进干扰抑制和接收器性能。转让给本申请的受让人、由Jonsson等人 T 2007 M 21 Hil^ WfeH^J "Receiver Parametric Covariance Estimation for Transmit Diversity”的美国专利申请序号11/751109 ( " Jonsson申请”)公开了考虑从第 一和第二天线同时传送相同符号的估计损害协方差矩阵的参数方式，通过引用将其完整地 结合到本文中。在这种方式中，采用两个发射天线的系统的损害协方差矩阵公式化为七项 之和，其中包括与发射天线的每个对应的项、噪声加其它小区干扰项、加上与CL-I码本中 的四个可能的预编码向量对应的四个附加项。根据通过使参数建模损害协方差矩阵与所测 量损害协方差矩阵拟合所确定的拟合参数(fitting parameter)对项进行加权。隐式假设 是，如果预编码向量的一个或多个没有由小区中的任何用户使用，则对应拟合参数将理想 地被估计为零。 Jonsson申请中描述的CL-1协方差估计方式适应于仅传送按照预编码向量映射 到两个(或更多)天线的单个数据流。相比之下，在D-TxAA中，两个数据流可同时传送，其 中两个数据流共享相同的信道化码集合。这产生称作代码再使用干扰的附加自干扰，它影 响损害协方差的公式化。在Jonsson申请的公式化中没有考虑代码再使用，因为只有一个 数据流在CL-I中传送。在标题为"Receiver Parametric Covariance Estimation for Precoded ΜΙΜΟ Transmission”的美国专利申请序号12/036323的共同待决专利申请(‘‘Grant申请”)中， 公开一种在符号级进行操作的MIMO G-Rake接收器，它基于MIMO的最一般G-Rake公式化， 通过引用将其完整内容结合到本文中。对于2X 2MIM0情况，这种接收器按照下式来计算损 害协方差矩阵Rk = CK1R11 + Qt2R22 + jjR^ + X2Rn + βΚη(1)其中，R11捕捉(capture)因第一发射天线引起的干扰，R22捕捉因第二发射天线引 起的干扰，R+12和R-12表示交叉天线干扰，以及Rn考虑经过接收滤波器的白噪声。加权项表 示为Td1p ^s (1>u I2 + n (2>1212)+ Γν/Ρ f； I2 + Τ (1)Γ0//, + ^ (I) WvP L i=l. 2+ Vs(^Kf)+ ν ηΟΚΓ + r0(2)T0/P + rp(2)
Yp VzZyv P Li=l_ !2 = λΓ ι 2/λ λ、(I)Retb11^1 ]+ rs{2)Re[bnb；^)+ r^p^^^Re^^;] Γ2 = λΓ ι/。、( ) ηψιι^2 ]+ (2)lm[^12^2])+ Γν/Ρ J^^Imlv^v；,.]β 一-N。(2)这里，Np是导频码扩频因子；Y x(k)是分配给天线/流k的语音(x = v)、数据(X =S)、开销(χ = ο)或导频(χ = P)的总基站码片能量的分数(fraction)，Γχ/ρ是码片能 量之比EX/EP，b.j是预编码矩阵B的第(i，j)个元素，以及Vij是第j个语音用户的预编码 向量ν的第i个元素。注意，在WCDMA中，B的列和预编码向量ν从码本Φ- φ^φ^φ^φ-；}抽取，其中I=L1 一 2Mff/4」对于k=l，2，3，4。在双流模式中，B的列从Φ的正交对
选取，而在单流模式中，仅选择一个预编码向量用于B的第一列，同时第二列设置成零向量 ([O 0]τ)。Grant申请中描述的G-Rake接收器利用损害协方差矩阵和净信道估计来计算组 合权重。这种接收器结构的组合权重取决于传送一个还是两个流。对于单流模式，组合权 重Wsingle通过求解下列方程组来得到RuWsingle = h (b)(3)其中，符号h(b)表示取决于预编码向量b的“有效”净信道系数。(b是以上对于 单流模式所述的B的第一列。)对于双流模式，必须计算两组组合权重(Wldua1，w2dual)。这些权重可通过求解下列 方程组来得到(Ru +apc(l)h(b2)hff(b2))wr = h(bj(R + cxPC ⑵！！知)h" (b, )>νΓ =h(b2)⑷在这里，h(bn)是因流η的预编码引起的有效净信道系数向量，以及α rc(n)是将有 效净系数的外积相乘以考虑代码再使用干扰的每代码换算因子(注意预编码向量h对应 于矩阵B的第一列，而预编码向量b2对应于第二列)。单或双流模式的符号估计通过计算给定流的组合权重与解扩业务符号(despread traffic symbol)的内积来得到。如上所述，Grant申请中公开的MIMO G-Rake接收器公式化是最一般的公式化。但 是，这种解决方案相当复杂。必须计算四个基本矩阵项Rn、R22、R12和Rn。(矩阵项R12用 于计算等式(1)的R+12和R_12)。在这些基本项中，Rn、R22和Rn是共轭对称的，因此仅必须 计算略超过一半的矩阵元素。另一方面，R12不是共轭对称的，因此必须计算所有矩阵元素。 本领域的技术人员会理解，计算这些矩阵项所需的计算代表大量计算负荷。另外，等式(1)的公式化要求估计五个参数以形成损害协方差矩阵。这与“基线” 非MIMO G-Rake接收器中的仅两个参数的估计相比。甚至在这些更简单的接收器中，已经 发现参数的后估计平滑或者其它调整(例如削波)对于得到良好的整体接收器性能是有用 的。五个参数的联合估计可能要求类似(并且可能甚至更复杂)的后处理，以便产生良好 接收器性能。
发明内容
公开一种用于估计与MIMO信号关联的损害协方差的基于降低复杂度模型的技 术。在一个示范方法中，为至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线所传送的第 一数据流的所接收合成信息信号构建损害模型。损害模型包括分别与第一和第二天线对应 的第一和第二模型项，但在若干实施例中省略交叉天线干扰项。在一些实施例中，第一和 第二模型项各作为分别与第一和第二天线对应的传播信道估计的函数来计算，并且计算第 三损害模型项以考虑噪声和小区间干扰。在这个实施例的一个变化中，将第一、第二和第 三损害模型项编组，使得只有与编组的第一、第二和第三损害模型项关联的两个换算参数(scaling parameter)是未知的，并且两个未知换算参数的值通过使损害模型与所测量损 害协方差值拟合来估计。在另一个实施例中，通过计算各天线的损害模型项以及附加项以考虑单流MIMO 传输情况下的预编码干扰，来构建所接收MIMO信号的损害模型。将损害项编组，使得只有 两个关联的换算项是未知的；换算项的值通过使模型与所测量损害协方差值拟合来估计。另一个实施例涉及供发射分集无线通信系统中的移动终端中使用的无线通信接 收器。接收器包括无线电前端电路，它配置成提供至少包含根据第一天线加权向量从第一 和第二天线同时传送的第一数据流的感兴趣接收信号。接收器电路配置成执行本文所述用 于估计损害协方差的方法的一个或多个。
图1是无线通信系统的原理框图。图2是配置成处理从至少第一和第二发射天线所传送的所接收信号的示范符号 级LIW接收器的原理框图。图3是配置成处理从至少第一和第二发射天线所传送的所接收信号的示范码片 级LIW接收器的原理框图。图4是示出所传送信号的组成的框图。图5是估计感兴趣接收信号的损害协方差的示范方法的流程图。图6是用于估计信道质量(如SINR)的示范方法的流程图。
具体实施例方式图1示出采用闭环发射分集、如CL-I和/或例如按照D-TxAA规范的多输入多输 出(MIMO)传输的示范无线通信系统100。在无线电接入网(RAN) 102内，无线电网络控制器 (RNC) 104控制在本领域又称作节点B的多个基站收发器(BTS) 106。各节点B 106向可分 为扇区(sector)的称作小区的地理区域内的订户移动终端112提供无线电通信服务，如图 1所示。RNC 104与核心网络(CN) 114进行通信，核心网络114又连接到一个或多个外部网 络116，例如公共交换电话网(PSTN)、因特网等等。本文中针对下面更全面描述的包括D-TxAA的规范的WCDMA标准来描述本发明的 实施例。但是，本发明并不局限于此，本文所公开并且要求其权益的发明概念而是可有利地 适用于一大批(a wide array of)发射分集系统。各基站106包括至少主发射天线108和辅助发射天线110 (每小区或每扇区，取决 于网络100的配置)，如图2所示。基站106可使用天线108、110来传送信息信号、如预编 码语音信号或者预编码高速下行链路分组接入(HSDPA)数据信号。在辅助天线110所传送 的信号相对于在主天线108所传送的信号进行加权，其中发射权重可以仅包括相位偏移， 或者可以更一般地包括具有相位和幅度的复杂量。所采用的相移可根据来自移动终端112 的反馈来确定，因而形成闭环发射分集系统。存在两种主要类型的LIW接收器体系结构。一种使用符号级均衡，它通常基于最 大似然估计技术。这种类型的接收器包括G-Rake接收器200，在图2中以框图形式示出。 无线电处理器202由包含从基站106的天线108和110所传送的信息信号的所接收信号来生成码片样本。将码片样本提供给耙齿布置电路(finger placement circuit) 204，它确 定用于在相关单元206中对所接收CDMA信号进行解扩的“耙齿延迟”，通常包括多径延迟。 还将耙齿延迟提供给权重计算机208，它计算用于在组合器210中组合解扩值以产生软值 或者符号值的估计的组合权重。另一种类型的LIW接收器是码片级均衡器，它通常包括最小均方误差(MMSE)横向 码片均衡300，在图3中以框图形式示出。无线电处理器302由所接收信号生成码片样本。 将码片样本提供给抽头布置电路304，它确定有限脉冲响应(FIR)滤波器306的与多径延迟 相关的抽头延迟。还将所选抽头延迟提供给权重计算器308，它计算 FIR滤波器306的滤波 器系数(或权重)。FIR滤波器306对码片样本进行滤波，以便产生由相关器310进行解扩 以产生符号估计的信号。两种类型的LIW接收器200、300依靠协方差矩阵的估计。在最大似然G-Rake处理 的情况下，协方差矩阵是损害协方差矩阵。在基于匪SE的处理的情况下，使用与损害协方 差矩阵密切相关的数据协方差矩阵。根据本文所述的实施例，构建损害模型，损害模型一般 包括通过对应换算参数进行换算(scale)的若干模型项。下面将会示出，可构建模型项，使 得每一个模型项与用于传送信息信号的天线加权向量(预编码向量)无关。天线加权向量 的效果通过换算参数来捕捉。在一些实施例中，换算参数可被计算，或者可按照众所周知的 技术、通过使损害模型与所测量损害协方差或数据协方差矩阵拟合来联合估计(“拟合”)。 为了方便起见，针对G-Rake接收器和损害协方差矩阵来描述这个过程。但是，在码片均衡 器的情况下的数据协方差矩阵的使用是直接相似的(directly analogous)。为了提供损害模型的详细论述的上下文，在此提供由3GPP在Release-7高速分组 接入(HSPA)规范中标准化的D-TxAA MIMO方案的附加背景。该方案的高级视图如图4所 示。在1^16386-6(非11通0)把 4中，理论最大下行链路数据速率为14. 4Mbps，它使用15个 代码、16-QAM和编码速率1来实现。对于D-TxAA，当信道条件保证时，通过并行传送第二单 独编码的数据流，这个峰值速率可倍增到28. 8Mbps。这通常在高信噪比(SNR)以及当信道 为全秩(full rank)时发生。在秩亏(rank-deficient)情况和/或较低SNR中，可切断第 二数据流，如图所示，使得仅传送单个HSPA数据流。D-TxAA使用采用预编码权重矩阵B应用于HS-DSCH数据流的一种形式的酉预编码 (unitary precoding) 0应用于各流的权重向量(B的列)从用于Rel_99中定义的闭环模 式I(CL-I)发射分集选项的四个纯相位权重(four phase-only weights)的相同码本中抽 取。
ι「1 _U1=-^=々2;1) ’ =1,2,3,4(5)本领域的技术人员会理解，虽然纯相位权重用于当前标准化的D-TxAA，但是MIMO 传输更一般地也可使用幅度加权。此外，从其中抽取权重向量的码本决不局限于四个条目。在任何情况下，对于单流D-TxAA传输的情况，权重向量是CL-I码本中的四个可能 向量的单个向量。对于双流传输的情况，将两个所使用权重向量选择为正交；因此，B为酉 阵。对于等式(1)中定义的CL-I码本，因而正交对(orthogonal pairs)是(1,3)和(2,4) 及其排列。
对于这种结构，基本上存在与B的不同选择和不同模式_4种单流模式和4种双流 模式-对应的八种不同发射器模式。单流模式定义为Be {[U1 0]， [U2 0]， [U3 0]， [U4 0]} (6)以及双流模式定义为 Be ([U1 U3], [u2 U4], [u3 U1], [u4 U2]}(7)“最佳”发射器模式的选择由用户设备(UE)通过使例如数据速率、SINR、每流的接 收功率等的某种量度为最大来进行。UE通过在高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)向节点 B所传送的称作预编码控制信息(PCI)的反馈来指明其优选预编码配置，如图4所示。PCI 反馈405通知节点B中的调度器关于数据流的优选数量和优选预编码权重向量。节点B在 下行链路高速共享控制信道(HS-SCCH)发信号通知关于实际使用的预编码矩阵B以及实际 传送的流数量。这个信息用于配置UE中的接收器。在图4中可看到，多个不同信号在各天线形成合成传送信号。这包括以下各项一 个或两个高速下行链路共享信道(HS-DSCH)数据流410，在块420使用矩阵B来预编码；多 个专用信道信号(例如语音和/或控制)，包括语音信号430，它们可在块440使用CL-I发 射分集、使用矩阵V来配置；以及没有经过预编码的多个其它开销信号450 (例如导频、语 音、控制等)。预编码矩阵V表示为V = [vj V2 ··· V^(8)其中，Kv是在CL-I发射分集中配置的专用信道的数量。各预编码向量(V的列) 由CL-I码本中的4个可能向量其中之一给出。重要的是要注意，当发射器以双流模式配置时，同一组信道化(扩频)码用于两种 流。这引起必须由接收器解决的自干扰。换言之，当接收器对各流解调时，它必须抑制来自 其它流的干扰。本发明的各个实施例采用表达与给定预编码信号关联的协方差项的新方式。具体 来说，Grant申请中描述的ΜΙΜΟ G-Rake接收器可被简化，减少估计损害协方差矩阵所需的 项数，以及简化应用于损害协方差矩阵项的换算参数的估计，以便产生损害协方差矩阵估 计。因此，当前公开的技术与先前解决方案相比，显著降低复杂度。如果假定开销信号均勻分布于天线并且语音信号没有经过预编码(例如Vi = [1 0]τ)，则可表明，可极大地简化等式(1)。实际上，这些假设已经表明在一系列条件下对接收 器性能具有极小影响。由于简化是模式特定的，所以下面单独考虑两种D-TxAA模式。首先，3GPP的WCDMA Release 7规范规定，对于双流ΜΙΜ0，数据信号功率在两个流 之间均勻划分，并且预编码向量h和b2为正交。使用这些事实和上述假设，两种流模式的 损害协方差矩阵可表示为
/ \ /1I1
Rm = (Γ0/ρ + TD/P) -R11 +-R22 + 一 (R11+R22) + βΚη" 1 °'Ρ ο Ρ\ Νργρ(}·) 11 2Νργρ(2) 22J N, 11 22) Η “
(9)本领域的技术人员会立即理解，等式(9)的公式化省略任何交叉天线项。此外，模 型项R11、R22和Rn与预编码向量Id1和b2无关。项R11、R22和Rn的函数形式在上述Cairns和 Jonsson申请中给出。
虽然损害项Rn、R22和Rn可按照各种方式来编组，但是等式(9)的编组是特别有利 的，因为等式(9)也可写作Ru= μ (k1R11+k2R22)+k3(R11+R22) + ^Rn (10)其中，kn表示接收器先验已知的常数值，以及μ和β是接收器必须估计的未知 量。本领域的技术人员会理解，必须计算三个共轭对称矩阵项，而仅必须估计两个参数。这 表示优于Grant申请中描述的更一般公式化的极大计算节省。本领域的技术人员还会理 解，也可预期性能优点，因为仅必须估计两个参数。对于单流模式，损害协方差矩阵表示为
权利要求
一种估计与至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线所传送的第一数据流的第一接收合成信息信号关联的损害协方差的方法，所述方法包括构建至少包含分别与所述第一和第二天线对应的第一和第二模型项的第一损害模型，其中所述模型项捕捉传播信道影响，并且与所述第一天线加权向量无关，并且其中所述第一损害模型省略交叉天线干扰项；以及使用所述第一损害模型来计算所述损害协方差的第一参数估计。
2.如权利要求1所述的方法，其中，构建所述第一损害模型包括计算作为与所述第一 天线对应的第一传播信道估计的函数的所述第一模型项、作为与所述第二天线对应的第二 传播信道估计的函数的所述第二模型项以及对噪声和小区间干扰建模的第三模型项。
3.如权利要求2所述的方法，其中，构建所述第一损害模型还包括将所计算的第一、第二和第三模型项编组，使得只有与已编组的第一、第二和第三模型 项关联的两个换算参数是未知的；测量与所接收合成信息信号关联的损害协方差或数据协方差；以及 使用所测量损害协方差或数据协方差以及所计算的第一、第二和第三模型项来估计两 个未知换算参数的值。
4.如权利要求1所述的方法，还包括计算作为所述损害协方差的所述第一参数估计 以及对应于所述第一和第二天线的传播信道估计的函数的处理权重。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述处理权重包括供符号级均衡器中使用的组合 权重。
6.如权利要求4所述的方法，其中，所述处理权重包括供码片级均衡器中使用的滤波 器权重。
7.如权利要求1所述的方法，还包括计算作为所述损害协方差的所述第一参数估计 以及从对应于所述第一和第二天线的每个的传播信道估计和所述第一天线加权向量所计 算的第一有效净信道响应系数的函数的信号与干扰加噪声比(SINR)估计。
8.如权利要求7所述的方法，还包括计算与计划传送的信号配置对应的计划SINR，所 述计划SINR作为从所述传播信道估计和对应于所述计划传送的信号配置的第二天线加权 向量所计算的第二有效净信道响应系数的函数来计算。
9.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一接收合成信息信号包含双流MIMO信号，并 且其中所述损害协方差的所述第一参数估计在双流模式中计算，还包括，对于包含在单流 模式所接收的单流MIMO信号的第二接收合成信息信号计算作为仅与所述第一天线对应的第一传播信道估计的函数的第一损害模型项、作为 仅与所述第二天线对应的第二传播信道估计的函数的第二损害模型项以及作为所述第一 和第二传播信道估计的函数的第三损害模型项；将所计算的第一、第二和第三损害模型项编组，使得只有与已编组的第一、第二和第三 损害模型项关联的两个换算参数是未知的；测量与所述第二接收合成信息信号关联的损害协方差或数据协方差； 使用所测量损害协方差或数据协方差以及所计算的第一、第二和第三损害模型项来估 计所述两个未知换算参数的值；根据所述第一、第二和第三损害模型项以及所述两个未知换算参数的估计值来构建第二损害模型；以及使用所述第二损害模型来计算第二合成接收信号的所述损害协方差的第二参数估计。
10.如权利要求9所述的方法，还包括计算与噪声和其它小区干扰对应的第四损害模 型项，并且与估计所述两个未知换算参数的值一起来估计与所述第四损害模型项对应的第 三换算参数，其中所述第二损害模型还基于所述第四损害模型项和所述第三换算参数。
11.如权利要求9所述的方法，还包括计算作为所述损害协方差的所述第二参数估计 以及对应于所述第一和第二天线的传播信道估计的函数的处理权重。
12.如权利要求9所述的方法，还包括计算作为所述损害协方差的所述第二参数估计 以及从对应于所述第一和第二天线的每个的传播信道估计和将单流MIMO信号映射到所述 第一和第二天线的单流天线加权向量所计算的第一有效净信道响应系数的函数的信号与 干扰加噪声比(SINR)估计。
13.如权利要求12所述的方法，还包括通过下列步骤来计算与计划传送的信号配置 对应的计划SINR 根据所述损害协方差的所述第二参数估计、所述单流天线加权向量以及与计划传送的 信号配置对应的计划天线加权向量来计算修改损害协方差估计；以及计算作为所述修改损害协方差估计的函数的所述计划SINR。
14.一种无线通信接收器，包括配置成接收第一合成信息信号的无线电前端电路，所述第一合成信息信号至少包含根 据第一天线加权向量从第一和第二发射天线所传送的第一数据流；以及一个或多个处理电路，配置成执行下列步骤构建所述损害协方差的包含分别与所述第一和第二天线对应的第一和第二模型项的 第一损害模型，其中所述模型项捕捉传播信道影响，并且与所述第一天线加权向量无关，并 且其中所述损害模型没有包括交叉天线干扰项；以及使用所述第一损害模型来计算所述损害协方差的第一参数估计。
15.如权利要求14所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路配置成通 过以下步骤来构建所述第一损害模型计算作为与所述第一天线对应的第一传播信道估计 的函数的所述第一模型项、作为与所述第二天线对应的第二传播信道估计的函数的所述第 二模型项以及对噪声和小区间干扰建模的第三模型项。
16.如权利要求14所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 通过下列步骤来构建所述第一损害模型将所计算的第一、第二和第三模型项编组，使得只有与已编组的第一、第二和第三模型 项关联的两个换算参数是未知的；测量与第一接收合成信息信号关联的损害协方差或数据协方差；以及使用所测量损害协方差或数据协方差以及所计算的第一、第二和第三模型项来估计两 个未知换算参数的值。
17.如权利要求14所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 计算作为所述损害协方差的所述第一参数估计以及对应于所述第一和第二天线的传播信 道估计的函数的处理权重。
18.如权利要求17所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路包括符号级均衡器，并且其中所述处理权重包括供所述符号级均衡器中使用的组合权重。
19.如权利要求17所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路包括码片 级均衡器，并且其中所述处理权重包括供所述码片级均衡器中使用的滤波器权重。
20.如权利要求13所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 计算作为所述损害协方差的所述第一参数估计的函数的信号与干扰加噪声比(SINR)估 计。
21.如权利要求14所述的无线通信接收器，其中，第一接收合成信息信号包含双流 MIMO信号，其中对于包含单流MIMO信号的第二接收合成信息信号，所述一个或多个处理电 路还配置成计算作为仅与所述第一天线对应的第一传播信道估计的函数的第一损害模型项、作为 仅与所述第二天线对应的第二传播信道估计的函数的第二损害模型项以及作为所述第一 和第二传播信道估计的函数的第三损害模型项；将所计算的第一、第二和第三损害模型项编组，使得只有与已编组的第一、第二和第三 损害模型项关联的两个换算参数是未知的；测量与第二接收合成信息信号关联的损害协方差或数据协方差；使用所测量损害协方差或数据协方差以及所计算的第一、第二和第三损害模型项来估 计两个未知换算参数的值；根据所述第一、第二和第三损害模型项以及两个未知换算参数的估计值来构建第二损 害模型；以及使用所述第二损害模型来计算第二合成接收信号的损害协方差的第二参数估计。
22.如权利要求21所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 计算与噪声和其它小区干扰对应的第四损害模型项，并且与估计所述两个未知换算参数的 值一起来估计与所述第四损害模型项对应的第三换算参数，其中所述第二损害模型还基于 所述第四损害模型项和所述第三换算参数。
23.如权利要求21所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 计算作为所述损害协方差的第二参数估计以及对应于所述第一和第二天线的传播信道估 计的函数的处理权重。
24.如权利要求21所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 计算作为所述损害协方差的所述第二参数估计以及从对应于所述第一和第二天线的每个 的传播信道估计和将所述单流MIMO信号映射到所述第一和第二天线的单流天线加权向量 所计算的第一有效净信道响应系数的函数的信号与干扰加噪声比(SINR)估计。
25.如权利要求24所述的无线通信接收器，其中，所述一个或多个处理电路还配置成 通过下列步骤来计算与计划传送的信号配置对应的计划SINR 根据所述损害协方差的所述第二参数估计、所述单流天线加权向量以及与计划传送的 信号配置对应的计划天线加权向量来计算修改损害协方差估计；以及计算作为所述修改损害协方差估计的函数的所述计划SINR。
全文摘要
公开一种用于估计与MIMO信号关联的损害协方差的基于模型的技术。在一个示范方法中，为至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线所传送的第一数据流的所接收合成信息信号构建损害模型。损害模型包括分别与第一和第二天线对应的第一和第二模型项，但是没有包含交叉天线干扰项。在另一个实施例中，通过计算各天线的损害模型项以及附加项以考虑单流MIMO传输情况下的预编码干扰，来构建所接收MIMO信号的损害模型。将损害项编组，使得只有与换算项关联的两个是未知的；换算项的值通过使模型与所测量损害协方差值拟合来估计。
文档编号H04B1/707GK101960728SQ200980107165
公开日2011年1月26日 申请日期2009年2月11日 优先权日2008年2月25日
发明者D·凯恩斯, S·格兰特 申请人:爱立信电话股份有限公司