专利名称：：一种用于直接序列扩频通信系统的扫频干扰抑制方法
技术领域：
：本发明涉及一种干扰抑制方法，属于通信抗干扰
技术领域：
，用于直接序列扩频通信系统中对扫频干扰的抑制。
背景技术：
：直接序列扩频系统(简称直扩系统)具有抗干扰能力强、信息信号隐蔽、便于加密、任意选址以及易于组网等独特优点，因此直扩技术目前在通信设备中被广泛应用。扩频系统由于其自身的编码增益和处理增益，具有一定的抗干扰能力，但是发射机/接收机的复杂性以及可供利用的带宽限定了处理增益的上限，因而在遭受超出干扰容限的强干扰时，扩频系统性能会严重恶化。线性调频信号(又称为LFM，Chirp信号)干扰是一种常见的非平稳干扰，其能量分散在整个时域或者频域，对直扩系统有很大的危害性。为此，国内外出现了大量利用数字信号处理的方法对其进行干扰抑制(扫频干扰抑制)对消技术的研究，并取得了一定的成果。但是，已有技术和方法对扫频干扰抑制主要存在以下问题(1)传统变换技术对扫频干扰抑制效果不佳，因为傅立叶变换技术虽然可一定程度抑制窄带平稳干扰，但对扫频干扰这种快速时变的宽带干扰抑制效果甚微；而小波变换和短时傅里叶变换适合于抑制具有突发特征的脉冲式干扰；虽然AminMG、OuyangXM、BarbarossaS等提出的时频分析方法能够一定程度识别和剔除扫频信号宽带时变干扰，但当多个扫频干扰同时存在时，Wigner-Ville分布由于存在的交叉项困扰，无法正确区别多个干扰；另外，通过跟踪瞬时频率来抑制多个干扰的方法只适合于每一时刻只有一个干扰存在的情况，BarbarossaS等提出了基于WVD-Hough变换识别多个干扰的方法，但WVD的交叉项经Hough变换后会形成伪尖峰从而造成对干扰的误识别。(2)齐林等提出的一种基于分数阶傅立叶变换的DSSS系统中扫频干扰的自适应抑制算法，对扫频干扰具有一定的抑制效果，但是变换后信噪比损失较大。因为在进行分数阶傅立叶变换时由于对扫频信号进行了有限截取，干扰信号产生了频谱泄露，对扫频信号抑制后造成了更大的信噪比损失，尤其存在多个扫频干扰时，由于需要连续进行分数阶傅立叶变换和逆分数阶傅立叶变换，信噪比损失积累明显，直扩系统误码率性能恶化明显。本发明通过选择合适的窗函数，在对叠加扫频干扰的直扩通信信号进行分数阶傅立叶变换前先进行加窗运算，降低有限截取信号时边缘不连续造成的影响，有效抑制扫频干扰信号旁瓣，使扫频干扰在分数阶傅立叶域能量集中在主瓣，从而有效分离干扰和有用信号；再通过分段重叠处理，进一步降低抑制处理后的信噪比损失，使系统具有更好的误码率性能。为了更好地理解本发明，下面对分数阶傅立叶变换进行简要介绍近年来，分数阶傅立叶变换(FractionalFourierTransform,FRFT)作为一种新的时频分析工具，在信号处理领域得到了越来越广泛的应用，引起了信号处理界的广泛关注。分数阶傅立叶变换最初在光学领域具有广泛应用，1993年Almeida把分数阶傅立叶变换解释为信号在时频平面的旋转，是经典傅立叶变换的推广；1996年土耳其人Ozaktas提出了一种与FFT计算速度相当的离散采样型算法后，分数阶傅立叶变换才开始在信号处理领域得到应用。分数阶傅立叶变换可以看成是一种统一的时频变换，同时反映了信号在时、频域的信息，与常用二次型时频分布不同的是它用单一变量来表示时频信息，且没有交叉项困扰，与传统傅立叶变换(其实是分数阶傅立叶变换的一个特例)相比，它适于处理非平稳信号，尤其是Chirp类信号，且多了一个自由参量(变换阶数《)，因此分数阶傅立叶变换在某些条件下往往能够得到传统时频分布或傅立叶变换所得不到的效果，而且由于它具有比较成熟的快速离散算法，因此在得到更好效果的同时并不需要付出太多的计算代价。采用基于分数阶傅立叶变换工具进行扫频干扰抑制是最典型而有效的方法，因为分数阶傅立叶变换的基函数是分数阶频域上一组正交的Chirp基，分数阶傅立叶变换在某个分数阶傅立叶域中对给定的扫频信号具有能量聚集特性的优点，所以分数阶傅立叶变换特别适合用于处理扫频信号。分数阶傅立叶变换是傅立叶变换的一种广义形式。作为一种新的时频分析工具，分数阶傅立叶变换可以解释为信号在时频平面内坐标轴绕原点的旋转。信号雄)的分数阶傅立叶变换定义为<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>其中；;=2.^为分数阶傅立叶变换的阶次，a为旋转角度，/y.]为分数阶傅立叶变换算子符号，^a,")为分数阶傅立叶变换的变换核<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>分数阶傅立叶变换的逆变换为:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>(3)
发明内容在直接序列扩频系统中，为了解决扫频干扰抑制存在信噪比损失太大导致系统误码率性能下降的问题，本发明提出了一种加窗、分段重叠处理的分数阶傅立叶变换干扰抑制方法。在对扫频干扰信号能量进行尽可能多抑制的同时使尽可能少的信号能量流失，以达到较高的误码率性能，保障直接序列扩频系统的可靠通信。本发明的基本原理是首先利用直接序列扩频系统通信信号在分数阶傅立叶域的噪声特性和扫频干扰信号在相应分数阶阶次的能量聚焦特性之间的差异，完成对通信信号和扫频干扰的分离；其次，利用窗函数对扫频干扰的旁瓣抑制特性，减小干扰信号经FRFT变换后的旁瓣泄漏，使扫频干扰在分数阶傅立叶域能量集中在主瓣，从而有效分离扫频干扰和有用通信信号；最后，采用分段重叠处理的办法，解决了由于加窗造成的边缘信号能量降低的问题，在对扫频干扰信号能量进行尽可能多抑制的同时保障尽可能少的信号能量损失。本发明是通过如下技术方案实现的一种用于直接序列扩频系统的扫频干扰抑制方法，包含以下九个步骤(1)将长度为JV的含有扫频干扰的待处理信号/(x)进行p阶分数阶傅立叶变换，其中;ps(O，I)，步进为，通过二维峰值搜索进行扫频干扰信号参数估计，得出扫频信号的调频率参数;/。；若存在w个扫频干扰，记它们的调频率为(2)将长度为iV的含有扫频干扰的待处理信号/(x)分为;t段，每段长度为M，各段数据记为(/。(;c),y;0),…,A(;c》；A:M-iV;M是否大于4(3)在信号/(x)前补长度为M/4的数据0，去除信号/0c)最后M/4个数据,形成新的数据a(;c)，。Oc)信号长度仍为iV，将其分为A段，每段长度为M，各段数据记为{a。(x)，a,(x),..，&(x)};(4)去除信号/0c)前面M/4个数据，在信号/(x)后补长度为M/4的数据0，形成新的数据ZK;c),信号6(x)长度仍为iV，将其分为yt段，每段长度为M，各段数据记为{Z0(;c),A0),…A(x)};(5)对2>t个数据段(a。(x),《(x)，…,A(x);6。(x)A(")，…A(x》分别乘以窗函数m<x)，做p。阶分数阶傅立叶变换(其中a--2.,cot")/;r)，得到p。阶分数阶傅立叶域数据{4O),4O),…,4O);S。O),AO),',&O)};(6)对2A:个数据段(40)，4("),…，40);A)(")，A(w),…，A(")1，分别求模值，计算每个数据段的自适应门限r-p+cr(其中r为门限值，e为均值，^为方差，尺为调节因子)，将数据段中超过门限T的数据置为门限值T，抑制扫频干扰信号；(7)将步骤(6)的结果，即过门限处理后的M个数据段进行^。阶逆分数阶傅立叶变换(其中p,-2.wccot(A/。)/;r)，得到时域数据(),《(《)，…X《(《)，)，…,6:(")};(8)对2A:个数据段(a;(w),a;(w)，…X(w);6;0),6;(6j),进行去重叠处理，首先将2;t个数据段排列为，每个数据段长度为M，2&个数据段总长度为2^T-2iV;再去除每个数据段的前M/4和后M/4个数据，得到新的2A个数据段(fl〖(")，《(w),《(w)，机w),…,《(ft))，《(w》，记为/'(;c)，每个数据段长度变为M/2，2;t个数据段总长度为AM-iV，/'(x)与处理前/0c;)信号的长度一致；(9)若存在多个扫频干扰，重复步骤(2)—(8)。每一次的步骤(5)中的变换阶数为=-2.rccot(/^/"，其中AeA,…,/U。本发明的理论依据和导出过程如下(1)扫频信号在相应分数阶傅立叶域的聚焦特性；分数阶傅立叶变换的基函数是分数阶频域上一组正交的Chhp基，一个扫频信号在适当的分数阶傅立叶域中将表现为一个冲激函数，当取阶次为^e(0,l)时，扫频信号调频率/i和聚焦阶次p存在以下对应关系p=-COt(p.;r/2)。下面对扫频信号在相应的分数阶傅立叶域的聚焦特性做理论推导，设扫频信号为g(0=Iexp(/2:t/j++，fe卜r/2,r/2](4)将上式代入分数阶傅立叶变换的理论公式(3)，则其^阶分数阶傅立叶变换如下式所示，其中Ga(")"々(W—.丄:,('2咖-2—2叫e+2+咖d,当;z--cota、^-wcsc"时，g^的分数阶傅立叶幅度谱(分数阶傅立叶变换模平方)得到峰值，峰值为G"(")LHG"")I:(6)〃=-cota，/m-wcsccr|sill"|根据扫频信号调频率p，可以通过作p阶("-2."r"o咖)/;r)的分数阶傅立叶变换，提取扫频信号的主要能量。扫频信号的分数阶傅立叶域聚焦特性如附图1所示。而直序扩频信号的统计特性为……，其在任意的分数阶傅立叶域均……，因此可以利用分数阶傅立叶变换对Chirp信号的聚焦性来将扫频干扰和扩频信号进行分离。(2)扫频信号在相应分数阶傅立叶域加窗特性；对扫频信号进行采样，取有限个数据进行分数阶傅立叶变换，信号截断的过程等价于将信号乘以矩形窗函数，信号加窗是不可避免的，信号被一窗函数相乘意味着总的变换是所期望的变换与窗函数变换的巻积，如果信号的真正功率集中在一个频带内，此巻积运算将把这个窄带功率扩展到临近的范围，造成分数阶域的频谱泄露。泄露效应是离散分数阶傅立叶变换所固有的，可以采用窗函数加权技术，通过选择合适的窗函数使被加权信号在边缘比矩形窗函数圆滑而减小了陡峭边缘所引起的旁瓣分量，达到抑制频谱泄露的目的。以矩形窗为例，其第一旁瓣只比主瓣低13.46dB，即旁瓣抑制度只有13.46dB，对于比有用信号大几十分贝的干扰来说，它的旁瓣也比信号大很多，在进行干扰抑制时，就造成干扰消除的不彻底，或者是增大了消除的带宽范围，因而加重了对有用信号的损伤。为了减小干扰的频谱泄露，必须采用旁瓣比较低的窗函数。但在旁瓣降低的同时，主瓣迅速变宽，因此需要选择合适的窗函数。图2给出各种窗函数在分数阶傅立叶域的幅度谱特性，可以看出矩形窗旁瓣特性不如其他类型窗函数。表1是各种窗函数的参数比较，根据直扩系统和扫频干扰的特点，本发明选用汉明窗作为信号加权窗函数。表1各种窗函数比较<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>(3)分段重叠处理原理对接收信号进行加窗减小了边缘数据的不连续影响，但是加窗截断后会在一定程度上扭曲信号。附图2(c)为扫频干扰加窗结果，由图可看出信号的边缘出现了明显的扭曲，造成了信噪比损失。为了减小这种扭曲，可以采用重叠处理技术。采用两路信号处理通道，第一路首先在原始信号前添加M/4个零，第二路的输入为原始信号M/4点的延迟信号，两路进行变换处理之后，把前后各M/4的样点抛弃，保留中间M/2样点，然后将两路信号合成。这样做的目的在于去掉由于加窗而扭曲较大的信号分量，保留损失很小的信号，当两路合成一路时，对整个信号的扭曲就较小了。附图3(d)给出了通过重叠处理后信号波形，相比附图2(c)，处理后信号的波形更解决原始信号。附图4给出了实现框图，附图5给出了重叠处理的流程图。在分数阶傅立叶域的干扰抑制中，采用阈值检测方法，因为扩频信号加上高斯噪声的频谱较为平坦，而扫频干扰具有聚集特性，所以根据具体情况设定一个合理的阈值，对超过阈值的数据点进行置零或钳位，该方法简单易行，适用于要求快速消除干扰影响的的场合。显然，阈值选取的合适与否是该算法的关键。对此，可以利用K-Sigma算法，设置门限为7T^E+ct，其中E和cr分别是接收信号在分数阶傅立叶域的均值和标准差，《为随c7变化自适应选择的量化因子，根据性能需求选好相应的《就可以算出干扰消除门限，完成对干扰的消除。本发明提出的基于直接序列扩频系统的扫频信号干扰抑制方法，其有益效果在于-O)本发明利用了直接序列扩频系统通信信号在分数阶傅立叶域的噪声特性和扫频干扰信号在相应阶次的能量聚焦特性之间的差异，完成对通信信号和扫频干扰的分离，一个扫频信号在适当的分数阶傅立叶域中将表现为一个冲激函数，如附图1所示，所以选用分数阶傅立叶变换这一工具对扫频干扰进行处理比采用其他的时频分析工具有明显的优势。(2)本发明提出的基于直接序列扩频系统的扫频信号干扰抑制方法，利用了窗函数对扫频干扰的旁瓣抑制特性，降低抑制干扰后造成的信噪比损失，再通过分段重叠处理，在对扫频干扰信号能量进行尽可能多抑制的同时保障尽可能少的信号能量损失，以达到较高的误码率性能，保障了直接序列扩频系统的可靠通信。如附图6所示，仿真参数为PN码长为64，信噪比为-10dB，干信比由0-30dB变化，单一扫频干扰，由图中可得采用分数阶傅立叶变换进行干扰抑制性能优于采用傅立叶变换，而采用加窗分段重叠处理分数阶傅立叶变换具有更优性能。(3)本发明提出的基于直接序列扩频系统的扫频干扰抑制方法，对多个扫频干扰优势更加明显。因为存在多个扫频干扰时，需要在不同的阶次进行分数阶傅立叶变换和逆分数阶傅立叶变换，由于是串行处理，信噪比损失具有累积效益，对系统的误码率性能影响很大。本发明方法由于采用了加窗和分段重叠处理，每次截取能量集中的中间部分，降低了信噪比损失。如附图7所示，仿真参数与图6—致，但存在两个扫频干扰。有图可知，当存在多个干扰时，采用采用加窗分段重叠处理分数阶傅立叶变换进行干扰抑制的误码率性能明显优于原有方法。(4)本发明提出的方法可以并行操作，有利于流水实现，适合硬件平台的快速实现。因为分段重叠分成的两路信号，其处理方法一致，所以适合硬件流水作业。另外，分数阶傅立叶变换有快速离散算法支撑，计算量与FFT相当，实现简单易行。图l-扫频信号的分数阶傅立叶域聚焦特性；图2-扫频信号时域加窗示意图(a)扫频信号时域波形，(b)窗函数波形，(c)加窗后扫频信号波形；图3-扫频信号分块重叠处理示意图(a)扫频信号时域波形，(b)第一路信号加窗波形，(c)第二路信号加窗波形，(d)去重叠处理后波形；图4-基于分数阶傅立叶变换千扰抑制技术中的加窗重叠处理；图5-重叠处理流程；图6-单个扫频干扰抑制性能比较；图7-两个扫频干扰抑制性能比较。具体实施例方式根据前面"
发明内容"部分中的论述，下面结合附图及实际例对本发明方法做详细说明。本发明提出的基于直接序列扩频系统的扫频干扰抑制方法，其原理框图可参见附图4和附图5，具体实现方式归纳如下假设输入信号/(x)为混合有2个不同调频率^。，;^扫频干扰的直扩通信信号，长度W为8192点，实现步骤如下(1)取步进=0.01，/;e(0,0，对输入信号/(力进行;7阶共100次分数阶傅立叶变换，通过二维峰值搜索进行扫频干扰信号参数估计，可以得出2个扫频干扰信号的调频率参数为^。,^，(2)将长度为8192的信号/(;c)分为8段，每段长度M为1024，各段数据记为{/。(力,,")，'",/8")};(3)在/(;c)信号前补长度为M/4-256的数据0，去除/(;c)信号最后256的数据，形成新的数据。(x)，。(x)信号长度仍为8192，分为8段，每段长度为1024，各段数据记为("。0)，^(;c),…,a8(;c));(4)去除/(;c)信号前面256的数据，在/(x)信号后补长度为256的数据0，形成新的数据60c;)，W;c)信号长度仍为8192，分为8段，每段长度为1024，各段数据记为^。WAW,…,W^;(5)对16个数据段{a。(x)，("，…,％6。6,(x)，…，&8分别乘以Hamming窗函数w00，做p。阶分数阶傅立叶变换(其中A^-2.釘cot(A0/;r)，得到p。阶分数阶傅立叶域数据{4)4(")，...,5。A("),…,58()};(6)对16个数据段{44()，…,4(w);B。(w),A，分别求模值，计算每个数据段的自适应门限7^^+cr(其中r为门限值，<9为均值，"为方差，^为调节因子)，将数据段中超过门限的数据置为门限值，抑制扫频干扰信号；(7)将过门限处理后的16个数据段进行^。阶逆分数阶傅立叶变换(其中;。=-2.arccot(々。)")，得到时域数据("),...,《O),《(")，…,"(")};(8)对16个数据段W(w),"(w),…,";(w);&;("),&;(w),…,&:(w》进行去重叠处理，首先将16个数据段排列为w^),《(w)，fl;(w)》;(w),…x(w)，《(—，每个数据段长度为1024，16个数据段总长度为16382;再去除每个数据段的前256和后256个数据，得到新的16个数据段(《(w),《(《《(w)A〃("),…,《0y)A〃(a^，记为/'(;c)，每个数据段长度变为512，16个数据段总长度为8192，/'(x)与处理前/(x)信号的长度一致；(9)以上是对调频率为A。的扫频干扰进行抑制，重复步骤(2)—(8)，其中步骤(5)和(7)中的;;。改为;7,，A=-2."Arcot(A)/;r。通过以上9个步骤，完成对输入信号/00分离2个不同调频率^。，^}扫频干扰和直扩通信信号，同时在不同的分数阶傅立叶域抑制了扫频干扰，加窗和分段重叠处理降低了信噪比损失，保证直扩系统的正常通信。以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。权利要求1.一种用于直接序列扩频通信系统的扫频干扰抑制方法，其特征在于，包含以下九个步骤(1)将长度为N的含有扫频干扰的待处理信号f(x)进行p阶分数阶傅立叶变换，其中p∈(0，1)，步进为Δp，通过二维峰值搜索进行扫频干扰信号参数估计，得出扫频信号的调频率参数μ0；若存在m个扫频干扰，记它们的调频率为{μ0，μ1，…，μm}；(2)将长度为N的含有扫频干扰的待处理信号f(x)分为k段，每段长度为M，各段数据记为{f0(x)，f1(x)，…，fk(x)}；kM＝N；M是否大于4(3)在信号f(x)前补长度为M/4的数据0，去除信号f(x)最后M/4个数据，形成新的数据a(x)，a(x)信号长度仍为N，将其分为k段，每段长度为M，各段数据记为{a0(x)，a1(x)，…，ak(x)}；(4)去除信号f(x)前面M/4个数据，在信号f(x)后补长度为M/4的数据0，形成新的数据b(x)，信号b(x)长度仍为N，将其分为k段，每段长度为M，各段数据记为{b0(x)，b1(x)，…，bk(x)}；(5)对2k个数据段{a0(x)，a1(x)，…，ak(x)；b0(x)，b1(x)，…，bk(x)}分别乘以窗函数w(x)，做p0阶分数阶傅立叶变换(其中p0＝-2·arccot(μ0)/π)，得到p0阶分数阶傅立叶域数据{A0(ω)，A1(ω)，…，Ak(ω)；B0(ω)，B1(ω)，…，Bk(ω)}；(6)对2k个数据段{A0(ω)，A1(ω)，…，Ak(ω)；B0(ω)，B1(ω)，…，Bk(ω)}，分别求模值，计算每个数据段的自适应门限T＝θ+K·σ(其中T为门限值，θ为均值，σ为方差，K为调节因子)，将数据段中超过门限T的数据置为门限值T，抑制扫频干扰信号；(7)将步骤(6)的结果，即过门限处理后的2k个数据段进行p0阶逆分数阶傅立叶变换(其中p0＝-2·arccot(μ0)/π)，得到时域数据(8)对2k个数据段进行去重叠处理，首先将2k个数据段排列为每个数据段长度为M，2k个数据段总长度为2kM＝2N；再去除每个数据段的前M/4和后M/4个数据，得到新的2k个数据段记为f′(x)，每个数据段长度变为M/2，2k个数据段总长度为kM＝N，f′(x)与处理前f(x)信号的长度一致；(9)若存在多个扫频干扰，重复步骤(2)—(8)；每一次的步骤(5)中的变换阶数为pi＝-2·arccot(μi)/π，其中μi∈{μ0，μ1，…，μm}。全文摘要本发明提出的一种加窗、分段重叠处理分数阶傅立叶变换干扰抑制方法，首先利用了直扩通信信号在分数阶傅立叶域的噪声特性和扫频干扰信号在相应阶次的能量聚焦特性之间的差异，完成对通信信号和扫频干扰的分离；其次，利用窗函数对扫频干扰的旁瓣抑制特性，减小干扰信号经变换后的旁瓣泄漏，使扫频干扰在分数阶傅立叶域能量集中在主瓣，从而有效分离干扰和有用信号；最后，采用分段重叠处理的办法，解决了由于加窗造成的边缘信号能量降低的问题，在对扫频干扰信号能量进行尽可能多抑制的同时保障尽可能少的信号能量损失，以达到较高的误码率性能，保障直扩系统的可靠通信。文档编号H04B7/216GK101388688SQ200810226069公开日2009年3月18日申请日期2008年11月5日优先权日2008年11月5日发明者然陶,琰黄,黄克武申请人:北京理工大学