专利名称：无线接收机的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及对具有互不相同的带宽的多个接收频带进行切换而接收无线信号的无线接收机。
背景技术：
在移动通信系统中，进行发送和接收的无线信号的带宽随着被要求的传输速率的 提高而变宽。另外，在考虑到利用同一个无线机实现从诸如语音通信等要求传输速率较低的信 号到诸如图像等的数据通信等要求传输速率较高的信号的发送和接收、以及以往的移动通 信系统的信号的发送和接收的情况下，需要进行多个无线带宽的发送和接收。也就是说，作 为接收机，需要进行接收带宽的切换。另外，以往就有适用了自动增益控制(AGC Automatic Gain Control)的无线接收 机(参照专利文献1)。该文献所示的无线接收机解决如下的问题，即，经过自动增益控制之 后输入到A/D变换单元的信号电平，因干扰波的影响而不能最佳化。也就是说，该文献所示 的无线接收机包括自动增益控制单元、A/D变换单元、间疏滤波器、以及AGC用电平检测单 元，AGC用电平检测单元根据间疏滤波器的输入信号与输出信号之间的电平差，检测干扰波 的电平。然后，自动增益控制单元基于检测出的干扰波的电平，进行增益控制。专利文献1 日本特开平第11-112461号公报
发明内容
发明要解决的问题然而，如果将适用了以往的自动增益控制的无线接收机，原样不动地适用于要求 无线接收机能够适用于多个带宽的系统，则存在如下问题。也就是说，首先，与带宽最大时匹配地固定设定A/D变换单元的量化比特数。因 此，在接收带宽较窄的信号时，该量化比特数过多，此时无线接收机消耗无谓的电流。另外，考虑所设想的干扰波电平最大的状况而固定地设定A/D变换单元的量化比 特数。因此，在干扰波电平持续的状况，无线接收机消耗无谓的电流。本发明的目的为提供能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化的无线接收机。解决问题的方案本发明的无线接收机采用如下结构，S卩，包括正交解调单元，对接收信号进行正 交解调；干扰信号电平检测单元，检测期望信号以外的干扰信号的电平；模拟数字变换单 元，具有分别与最大量化比特数N的各个比特对应的N个比特判定单元，而且仅使用与所设 定的量化比特数k相同数量的所述比特判定单元，对所述正交解调后的信号进行模拟数字 变换，其中k ^ N ；以及控制单元，基于所述期望信号的电平与检测出的所述干扰信号的电 平之间的电平比，切换对所述模拟数字变换单元设定的量化比特数k。发明效果
通过本发明，能够提供能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化的无线接收机。
图1是表示本发明实施方式1的无线接收机的结构的方框图。图2是示意地表示图1的结构要素的输入信号或输出信号的状态的图。图3是用来说明无线信号的接收中所使用的使用接收频带和干扰波电平、与A/D 变换单元的所需动态范围和可对A/D变换单元设定的量化比特数之间的关系性的图。图4是用来说明可变增益放大单元和A/D变换单元的动作的图。图5是表示A/D变换单元的结构的方框图。图6是表示可变比特宽度模拟_数字变换电路的结构的图。图7是表示输入到图6的可变比特宽度模拟_数字变换电路的各个比特判定单元 的控制信号与对应于该控制信号的各个比特判定单元的状态之间的关系的图。图8是用来说明实施方式2的可变增益放大单元和A/D变换单元的动作的图。图9是表示可变比特宽度模拟_数字变换电路的结构的图。图10是表示输入到图9的可变比特宽度模拟_数字变换电路的各个比特判定单 元的控制信号与对应于该控制信号的各个比特判定单元的状态之间的关系的图。
具体实施例方式以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在实施方式中，对相同的结 构要素附加相同的标号，由于重复，省略其说明。(实施方式1)如图1所示，本实施方式的无线接收机100包括高频单元105、模拟接收单元110、 A/D变换单元120、间疏滤波单元125、间疏单元130、电平检测单元135、干扰波检测单元 140、ADC(数摸变换器)所需动态范围计算单元145、AGC(Automatic Gain Control)单元 150、以及比特数控制单元155。无线接收机100对具有互不相同的带宽的多个接收频带进 行切换而接收无线信号。高频单元105包括带通滤波器106和低噪声放大器107，具有如下功能，即，从通过 天线接收到的无线信号中使必要频带以外的频率衰减，并将必要频带频率放大。也就是说， 高频单元105抑制干扰波，并且放大期望波。模拟接收单元110包括正交解调单元112、模拟滤波单元114、以及可变增益放大 单元116。正交解调单元112包括局部振荡器1121、90度移位器1123、以及乘法器1125、 1127。正交解调单元112对通过高频单元105获得的接收信号进行正交解调，由此生成同 相分量的I (In-phase)信号和正交分量的Q(Quadrature)信号。模拟滤波单元114包括模拟LPFl 141，对通过乘法器1125获得的I信号进行滤 波；以及模拟LPF1143，对通过乘法器1127获得的Q信号进行滤波。 可变增益放大单元116包括可变增益放大器1161，根据AGC信号将通过模拟 LPFl 141获得的I信号放大；以及可变增益放大器1163，根据AGC信号将通过模拟LPF1143 获得的Q信号放大。
A/D变换单元120包括AD变换器121，根据比特数控制信号对通过可变增益放大 单元116放大后的I信号进行模拟数字变换；以及AD变换器122，根据比特数控制信号对 通过可变增益放大单元116放大后的Q信号进行模拟数字变换。间疏滤波单元125包括间疏滤波器126，仅使期望的I信号通过，并去除期望的I 信号以外的干扰信号；以及间疏滤波器127，仅使期望的Q信号通过，并去除期望的Q信号 以外的干扰信号。间疏单元130包括间疏单元131，对通过间疏滤波单元125获得的I信号进行间 疏，降低采样速率；以及间疏单元132，对通过间疏滤波单元125获得的Q信号进行间疏，降 低采样速率。电平检测单元135包括电平检测单元136和电平检测单元137。电平检测单元135 检测间疏滤波单元125的输入信号的电平、以及间疏滤波单元125的输出信号的电平。通 过电平检测单元136检测间疏滤波单元125的 输入信号的电平，而通过电平检测单元137 检测间疏滤波单元125的输出信号的电平。干扰波检测单元140取通过电平检测单元136检测出的、间疏滤波单元125的输 入信号的电平(接收电平)与通过电平检测单元137检测出的、间疏滤波单元125的输出信 号的电平(期望波电平)之间的差，由此计算干扰波的电平。干扰波检测单元140计算期 望波的电平与计算出的干扰波的电平之比，并将所得的期望波/干扰波电平比输出到ADC 所需动态范围计算单元145。ADC所需动态范围计算单元145基于通过干扰波检测单元140检测出的干扰信号 的电平、接收带宽、模拟数字变换中的采样频率、以及所需S/N(Signal to Noise Ratio，信 噪比)，计算A/D变换单元120所需的动态范围。另外，这里，作为干扰信号的电平，使用期 望波/干扰波电平比。另外，ADC所需动态范围计算单元145基于通过干扰波检测单元140检测出的 干扰信号的电平、接收带宽、模拟数字变换中的采样频率、以及所需S/N (Signal to Noise Ratio，信噪比)，计算可变增益放大单元116所设定的增益。AGC单元150基于通过电平检测单元136检测出的接收电平、以及通过ADC所需动 态范围计算单元145计算出的动态范围，对通过ADC所需动态范围计算单元145计算出的 增益进行调整。该调整后的增益被输出作为AGC信号。比特数控制单元155基于通过ADC所需动态范围计算单元145计算出的动态范 围，决定量化比特数。该量化比特数被输出到A/D变换单元120作为比特数控制信号。接着，说明具有上述结构的无线接收机100的动作。图2是示意地表示图1的结构要素的输入信号或输出信号的状态的图。图2A表 示了可变增益放大单元116的输出信号(A/D变换单元120的输入信号)。图2B表示了 A/ D变换单元120的输出信号。图2C表示了间疏单元125的输出信号。图2D表示了间疏单 元130的输出信号。如图2A所示，可变增益放大单元116的输出信号中包含期望信号(期望波)S201、 以及干扰信号(干扰波)S202、203。该可变增益放大单元116的输出信号输入到A/D变换 单元120，由其进行模拟数字变换。如图2B所示，A/D变换单元120的输出信号中包含在进 行模拟数字变换时被重叠的量化噪声S204。图2B中的带宽Fs与采样频率对应。
间疏滤波单元125仅使A/D变换单元120的输出信号中包含的、对应于期望信号 的频带通过。因此，如图2C所示，从间疏滤波单元125的输出信号中去除了对应于干扰信 号(干扰波)S202、203的分量。间疏单元130降低通过了间疏滤波单元125的、与期望信 号对应的频带中包含的信号的采样速率。图2D中的BW与信号带宽对应。接着，使用图3，对无线信号的接收中所使用的使用接收频带和干扰波电平、与A/ D变换单元120的所需动态范围和可对A/D变换单元120设定的量化比特数之间的关系性 进行说明。图3A表示在使用接收频带较窄且干扰波电平较小的情况下的、A/D变换单元120 的输出信号。在该情况下，由于使用接收频带较窄，所以量化噪声S204中的与期望信号 S201的频带重叠的部分的电平较小。因此，量化噪声对期望信号造成的影响较小，能够将量 化比特数设定得较小。图3B表示在使用接收频带较宽且干扰波电平较小的情况下的、A/D变换单元120 的输出信号。在该情况下，由于使用接收频带较宽，所以量化噪声S204中的与期望信号 S201的频带重叠的部分的电平较大。因此，与使用接收频带较窄且干扰波电平较小的情况 相比，需要将量化比特数设定得较大。图3C表示在使用接收频带较窄且干扰波电平较大的情况下的、A/D变换单元120 的输出信号。在该情况下，由于干扰波电平较大，所以A/D变换单元120的所需动态范围也 需要加大，而由于使用接收频带较小，所以量化噪声S204中的与期望信号S201的频带重叠 的部分的电平较小。因此，量化噪声对期望信号造成的影响较小，所以能够将量化比特数设 定得较小。图3D表示在使用接收频带较宽且干扰波电平较大的情况下的、A/D变换单元120 的输出信号。在该情况下，由于干扰波电平较大，所以A/D变换单元120的所需动态范围也 需要加大，而且由于使用接收频带较宽，所以量化噪声S204中的与期望信号S201的频带重 叠的部分的电平较大。因此，与使用接收频带较窄且干扰波电平较大的情况相比，需要将量 化比特数设定得较大。这里，在ADC所需动态范围计算单元145，通过以下的流程计算所需动态范围。首先，利用下式求间疏后的噪声电平η。。nQ =信号电平 / (S/N) = d/a接着，利用下式求A/D变换单元120的输入电平X。X =期望波 + 干扰波=d+d/r = (l+1/r) · d然后，利用下式求所需动态范围。DR =输入电平 X/ 量化噪声=X/(η。·(Fs/BW)) = (1+1/r) · a · Bff/Fs另外，在上述式子中，a表示所需S/N，r表示期望波的接收功率D与干扰波的接收 功率U之比。d表示期望波电平，Iitl表示间疏后的信号频带内噪声。BW表示信号带宽，Fs 表示采样频率。另外，作为所需动态范围，也可以使用对利用上述式子计算出的所需动态范围考 虑了信号峰值部分以及衰减变动的影响的动态范围。该信号峰值部分以及衰减变动的影响 为20dB左右。 综上所述，ADC所需动态范围计算单元145根据期望波/干扰波电平比，计算所需动态范围。具体而言，期望波/干扰波电平比越小，所需动态范围的值越大。进而，ADC所需动态范围计算单元145根据使用接收频带，计算所需动态范围。具 体而言，使用接收频带越宽，所需动态范围的值越大。更详细地，ADC所需动态范围计算单 元145根据期望波/干扰波电平比的倒数与使用接收频带的带宽之乘积，计算所需动态范 围。所需动态范围与量化比特数成比例关系，所以所需动态范围的趋向直接适用于量化比特数。通过比特数控制单元155决定反映了这样的趋向的量化比特数。该决定的量化比 特数为，对于检测出的干扰波电平、采样速率、以及使用接收带宽的组，能够获得期望的S/N 的、最小的量化比特数。比特数控制单元155根据期望波/干扰波电平比，切换量化比特数。具体而言，期 望波/干扰波电平比越小，量化比特数的值越大(参照图4)。比特数控制单元155根据使 用接收频带，切换量化比特数。具体而言，使用接收频带越宽，量化比特数的值越大。更详 细地，比特数控制单元155根据期望波/干扰波电平比的倒数与使用接收频带的带宽的乘 积，切换量化比特数。另外，在期望波/干扰波电平比较大的情况下，与期望波/干扰波电 平比较小的情况相比，AGC单元150设定较小的可变增益放大单元116的增益。另外，在使 用接收频带为窄带的情况下，与宽带的情况相比，AGC单元150设定较小的可变增益放大单 元116的增益。具体而言，AGC单元150减少增益，以使从最大量化比特数每减少1比特，A/D变换 单元120的输入电平成为1/2。图4中，由于从最大量化比特数10减少到量化比特数9，所 以有关可变增益放大单元116的输出信号的振幅，最大量化比特数10时的振幅为量化比特 数9时的振幅的2倍。通过这样处理，能够使A/D变换单元120的输入电平成为适合于量 化比特数的电平。如后面所述，本实施方式中，减少量化比特数时从最高位比特开始减少。 因此，在量化比特数为10时能够适当地量化的区域的规模(scale)为，在量化比特数k为9 时能够适当地量化的区域的规模的2倍。也就是说，作为在量化比特数为9时的A/D变换 单元120的输入电平适当的电平为，在最大量化比特数10时的输入电平的1/2。A/D变换单元120以通过上述比特数控制单元155设定的量化比特数，进行模拟数 字变换。这里，在设定比A/D变换单元120所允许的量化比特数的最大量化比特数小的量 化比特数的情况下，模拟数字变换的结果为获得相当于该设定了的量化比特数的比特串。 但是，如果将所得的比特串原封不动地输出，则AGC单元150误动作而设定不需要的较大增 益。因此，A/D变换单元120将所得的比特串填入高位比特，并将最低位比特设为0，由此输 出比特数与最大量化比特数匹配的比特串。这里，A/D变换单元120例如具有如图5所示的结构。也就是说，A/D变换单元120 包括可变比特宽度模拟-数字变换电路121、以及比特位置调整电路122。可变比特宽度模拟_数字变换电路121例如具有如图6所示的多级的比特判定处 理功能。各个级对应着量化比特串的各个比特。以下，有时将与各个级对应的结构称为比 特判定单元。可变比特宽度模拟-数字变换电路121中，从输入端开始依序排列与最高位 比特(MSB)对应的比特判定单元至与最低位比特(LSB)对应的比特判定单元。对各个比特 判定单元输入控制信号。各个比特判定单元基于控制信号进行接通/关闭(0N/0FF)。另夕卜，各个比特判定单元基于控制信号将开关接通/关闭，由此控制对通过A/D变换所得的量化比特进行D/A变换而获得的模拟信号的、对加法器的输入。图7表示与量化比特数(1 N)对应的控制信号的内容。从图4和图7可知，本实施方式中，在对A/D变换单元120设定小于最大量化比特数的量化比特数的情况下，从由最大量化比特数构成的比特串的最高位的比特开始削减。 因此，图6所示的可变比特宽度模拟-数字变换电路121的比特判定单元也从与最高位的 比特对应的比特判定单元开始被停止。这样，能够停止与随着减少量化比特数而被削减的比特对应的比特判定单元，能够防止无线接收机100的无谓的功耗。在比特数控制信号所示的量化比特数小于最大量化比特数的情况下，比特位置调整电路122形成在所得的比特串的后面配置了与最大量化比特数和比特数控制信号所示 的量化比特数之间的差(对应于被削减的比特数)相同数量的零的比特串，并将所得的比 特串输出到后级。接着，具体地说明所需动态范围的计算、量化比特数的决定、以及AGC电平的设定。另外，这里假设无线接收机100的接收带宽有5MHz和20MHz，而且在任何接收带宽中， 所需SNR都为20dB。进而，假设在任何接收带宽中，采样速率都为40MHz。[干扰波电平较小，且使用接收带宽为5MHz的情况]在假设A/D变换单元120的输出信号的电平为10的情况下，如果间疏滤波后的信 号电平为1且干扰波的电平为9，则干扰波电平与期望波电平之比的DUR为1/9。如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+9) · 100/(40/5) = 125 ( BP,21dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为21+20 = 41dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为7比特。假设最大量化比特数为10比特，从量化比特数10每减少1比特，对可变增益放大 单元116设定的增益减半。也就是说，此时从最大量化比特数削减了 3比特，所以AGC电平 被设定为最大量化比特数时的AGC电平的(1/2)3 = 0. 125倍。[干扰波电平较小，且使用接收带宽为20MHz的情况]如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+9) · 100/(40/20) = 500 (即，27dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为27+20 = 47dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为8比特。因此，此时的AGC电平被设定为最大量化比特数时的AGC电平的(1/2)2 = 0. 25 倍。[干扰波电平较大，且使用接收带宽为5MHz的情况]在假设A/D变换单元120的输出信号的电平为40的情况下，如果间疏滤波后的信 号电平为1且干扰波的电平为39，则干扰波电平与期望波电平之比的DUR为1/39。如果利用上述式子求动态范围，则如下
(1+39) 100/(40/5) = 500 (即，27dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为27+20 = 47dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为8比特。因此，此时的AGC电平被设定为最大量化比特数时的AGC电平的(1/2)2 = 0. 25 倍。[干扰波电平较大，且使用接收带宽为20MHz的情况]如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+39) 100/(40/20) = 2000 (即，33dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为33+20 = 53dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为9比特。因此，此时的AGC电平被设定为最大量化比特数时的AGC电平的1/2 = 0. 5倍。如上所述，根据本实施方式，无线接收机100中设置正交解调单元112，对接收 信号进行正交解调；干扰波检测单元140，检测期望信号以外的干扰信号的电平；A/D变换 单元120，具有分别与最大量化比特数N的各个比特对应的N个比特判定单元，而且仅使用 与所设定的量化比特数k相同数量的比特判定单元，对正交解调后的信号进行模拟数字变 换，其以及比特数控制单元155，基于期望信号的电平与干扰信号的电平之间的电 平比(期望波/干扰波电平比)，切换对A/D变换单元120设定的量化比特数k。通过这样处理，能够根据期望波/干扰波电平比增减量化比特数。在设定小于最 大量化比特数的量化比特数的情况下，能够停止与被削减的比特对应的比特判定单元的动 作，所以能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化。具体而言，随着期望波/干扰波电平比变大(变小)，比特数控制单元155设定越 小(越大)的量化比特数。本实施方式中，尤其将量化比特数k设定为小于最大量化比特 数N的值时，从最高位比特开始削减比特。通过这样处理，能够设定根据期望波/干扰波电平比的适当的量化比特数。也就是说，例如，如果在期望波/干扰波电平比较小时设定较大的量化比特数，则 以过剩的精度进行模拟数字变换。其理由如下。期望波/干扰波电平比较小意味着期望波 的比例较高，所以在期望波/干扰波电平比较小时，即使通过减少量化比特数而量化噪声增加，也能够满足所需的S/N。尽管如此，如果在期望波/干扰波电平比较小时设定较大的 量化比特数，则以所需以上的量化比特数进行模拟数字变换。另一方面，在期望波/干扰波电平比较大时，需要设定较大的量化比特数。其理由 如下。期望波/干扰波电平比较大意味着期望波的比例较低。因此，如果通过减少量化比 特数而量化噪声增加，则期望波有可能埋没在量化噪声中。另外，比特数控制单元155根据期望波/干扰波电平比以及接收带宽，切换量化比 特数k。通过这样处理，即使变更了接收带宽，也能够以适合于所适用的接收带宽的量化 比特数进行模拟数字变换。也就是说，在根据接收带宽，不以最大量化比特数而以比其小的 量化比特数足够的情况下，通过减少量化比特数能够停止进行与该被削减的比特对应的模拟数字变换处理的功能单元，由此能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化。进而，无线接收机100中设置可变增益放大单元116，用于以基于最大量化比特数N与量化比特数k之间的差的增益，将A/D变换单元120的输入信号放大。另外，如上所述， 从最大量化比特数N的比特串的最高位比特开始，削减与最大量化比特数N和量化比特数 k之间的差对应的比特。通过这样处理，对于各个量化比特数k，能够使随着量化比特数的减少而变窄的、 能够适当地量化的区域的规模与A/D变换单元120的输入电平的规模匹配。也就是说，能够 将A/D变换单元120的输入信号电平调整为能以所设定的量化比特数k进行量化的电平。(实施方式2)实施方式1中，对A/D变换单元设定的量化比特数从最大量化比特数每减少1比 特，可变增益放大单元将A/D变换单元的输入电平减小1/2。另外，在对A/D变换单元设定 的量化比特数小于最大量化比特数的情况下，A/D变换单元从高位比特开始进行削减。与 此相对，本实施方式中，可变增益放大单元设定使A/D变换单元的输入信号电平为A/D变换 单元的允许最大输入电平的增益。另外，在对A/D变换单元设定的量化比特数小于最大量 化比特数的情况下，A/D变换单元从低位比特开始进行削减。也就是说，本实施方式中，AGC单元150基于通过电平检测单元136检测出的电平， 对A/D变换单元120设定使A/D变换单元120的输入信号电平为A/D变换单元120的允许 最大输入电平的增益。也就是说，不管对A/D变换单元120设定的量化比特数如何，A/D变 换单元120的输入电平大致恒定。这里，随着量化比特数的减少(与期望波/干扰波电平 比的增加对应)，期望波的比例提高。因此，不管量化比特数如何而使A/D变换单元120的 输入电平恒定意味着，期望波/干扰波电平比越大，以越大的增益进行放大。如后面所述， A/D变换单元120中，处于随着量化比特数的减少，相邻的比特判定阈值之间的宽度被设定 得较宽的状态。因此，通过不管量化比特数如何而使A/D变换单元120的输入电平恒定，对 于各个量化比特数，能够使A/D变换单元120的输入电平与比特判定阈值之间的宽度的规 模匹配。A/D变换单元120以通过比特数控制单元155设定的量化比特数，进行模拟数字变 换。这里，在设定小于最大量化比特数的量化比特数的情况下，模拟数字变换的结果获得与 该设定的量化比特数相应的比特串，该最大量化比特数为A/D变换单元120被允许的量化 比特数。但是，如果将所得的比特串原样不动地输出，则AGC单元150错误动作而设定不需 要的较大增益。因此，A/D变换单元120将所得的比特串填入高位比特，并将最低位比特设 为0，由此输出比特数与最大量化比特数匹配的比特串(参见图8)。这里，A/D变换单元120的可变比特宽度模拟_数字变换电路121例如具有如图 9所示的多级的比特判定处理功能。各个比特判定单元基于控制信号进行接通/关闭。另 夕卜，各个比特判定单元基于控制信号将开关接通/关闭，由此控制对通过A/D变换所得的量 化比特进行D/A变换而获得的模拟信号的、对加法器的输入。图10表示与量化比特数(1 N)对应的控制信号的内容。从图8和图10可知，本实施方式中，在对A/D变换单元120设定小于最大量化比特 数的量化比特数的情况下，从由最大量化比特数构成的比特串的最低位的比特开始削减。 因此，图9所示的可变比特宽度模拟_数字变换电路121的比特判定单元也从与最低位的比特对应的比特判定单元开始被停止。另外，由于从最低位的比特开始削减比特，所以A/D 变换单元120中处于随着量化比特数的减少，相邻的比特判定阈值之间的宽度被设定得较 宽的状态(参照图8)。接着，具体地说明所需动态范围的计算、量化比特数的决定、以及AGC电平的设 定。另外，这里假设无线接收机100的接收带宽有5MHz和20MHz，而且在任何接收带宽中， 所需SNR都为20dB。进而，假设在任何接收带宽中，采样速率都为40MHz。[干扰波电平较小，且使用接收带宽为5MHz的情况]在假设A/D变换单元120的输出信号的电平为10的情况下，如果间疏滤波后的信 号电平为1且干扰波的电平为9，则干扰波电平与期望波电平之比的DUR为1/9。如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+9) 100/(40/5) = 125 ( BP,21dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为21+20 = 41dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为7比特。将AGC电平总是设定为最大量化比特数时的AGC电平。[干扰波电平较小，且使用接收带宽为20MHz的情况]如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+9) 100/(40/20) = 500 (即，27dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为27+20 = 47dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为8比特。[干扰波电平较大，且使用接收带宽为5MHz的情况]在假设A/D变换单元120的输出信号的电平为40的情况下，如果间疏滤波后的信 号电平为1且干扰波的电平为39，则干扰波电平与期望波电平之比的DUR为1/39。如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+39) 100/(40/5) = 500 (即，27dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为27+20 = 47dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为8比特。[干扰波电平较大，且使用接收带宽为20MHz的情况]如果利用上述式子求动态范围，则如下(1+39) 100/(40/20) = 2000 (即，33dB)如果其中考虑信号峰值部分以及衰减变动的影响，则所需动态范围为33+20 = 53dB。如果每6dB动态范围将量化比特数增加1比特，则量化比特数为9比特。如上所述，根据本实施方式，无线接收机100中，可变增益放大单元116将A/D变 换单元120的输入信号放大，以使模拟数字变换单元的输入电平大致恒定，而且，在量化比 特数k小于A/D变换单元120的最大量化比特数N的情况下，A/D变换单元120从与最低 位比特对应的一侧开始停止与N和k之间的差相同数量的比特判定单元。
通过这样处理，对于各个量化比特数，能够使随着量化比特数的减少而变宽的、相 邻比特判定阈值之间的宽度的规模与A/D变换单元120的输入电平的规模匹配。(其他实施方式)(1)在通过高频单元105的带通滤波器106充分抑制了干扰波的情况下，ADC所需 动态范围计算单元145和比特数控制单元155也可以进行如下动作。也就是说，在通过干扰波检测单元140检测出的干扰信号的电平低于规定值的情 况下，比特数控制单元155仅在接收带宽被切换时才变更A/D变换单元120的量化比特数。另外，在通过干扰波检测单元140检测出的干扰信号的电平低于规定值的情况 下，ADC所需动态范围计算单元145基于除干扰信号的电平以外的、接收带宽、模拟数字变 换中的采样频率、以及所需S/N，计算动态范围。(2)在接收带宽恒定的状态下、且干扰波的电平变动较大的情况下，ADC所需动态 范围计算单元145和比特数控制单元155也可以进行如下动作。也就是说，在从接收带宽的切换起到下一切换为止，比特数控制单元155仅在通 过干扰波检测单元140检测出的干扰信号的电平发生一定电平以上的变动时才变更A/D变 换单元120的量化比特数。另外，ADC所需动态范围计算单元145，在接收带宽的切换后的所述动态范围的初 始值的计算中，根据通过干扰波检测单元140检测出的干扰信号的电平、接收带宽、模拟数 字变换中的采样频率、以及所需S/N，来计算动态范围，而在计算初始值之后，仅使用通过干 扰波检测单元140检测出的干扰信号的电平以及所需S/N，计算动态范围。(3)另外，在上述各个实施方式中使用了接收带宽信息，但在接收系统唯一地确定 接收带宽的情况下，也可以利用系统信息来代替带宽信息。另外，作为所需SNR通常使用差 错率为规定值以下的信号电平与噪声电平之比，但是也可以利用对该比考虑了因衰减造成 的振幅变动以及调制波本身的振幅变动(峰值与平均比等)的比值。工业实用性本发明的无线接收机，作为能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化的无线接收 机极为有用。
权利要求
无线接收机，包括正交解调单元，对接收信号进行正交解调；干扰信号电平检测单元，检测期望信号以外的干扰信号的电平；模拟数字变换单元，具有分别与最大量化比特数N的各个比特对应的N个比特判定单元，而且仅使用与所设定的量化比特数k相同数量的所述比特判定单元，对所述正交解调后的信号进行模拟数字变换，其中k≤N；以及控制单元，基于所述期望信号的电平与检测出的所述干扰信号的电平之间的电平比，切换对所述模拟数字变换单元设定的量化比特数k。
2.如权利要求1所述的无线接收机，所述无线接收机切换具有互不相同的带宽的多个 接收频带而接收无线信号，所述控制单元根据所述电平比以及接收带宽，切换所述量化比特数k。
3.如权利要求2所述的无线接收机，所述无线接收机切换具有互不相同的带宽的多个 接收频带而接收无线信号，所述控制单元根据所述电平比与所述接收带宽的乘积，切换所述量化比特数k。
4.如权利要求2所述的无线接收机，所述控制单元包括计算单元，基于所述电平比和所述接收带宽，计算所述模拟数字变换单元所需的动态 范围；以及量化比特数决定单元，基于计算出的所述动态范围，决定所述量化比特数k。
5.如权利要求4所述的无线接收机，在所述电平比低于规定值的情况下，所述计算单 元不使用所述电平比地计算所述动态范围。
6.如权利要求4所述的无线接收机，所述计算单元在所述接收带宽的切换后的所述动态范围的初始值的计算中，基于所述电平比和所述 接收带宽来计算所述动态范围，在计算所述初始值之后到所述接收带宽的下一切换为止，不使用所述接收带宽地计算 所述动态范围。
7.如权利要求1所述的无线接收机，还包括可变增益放大单元，使用对应于所述最大 量化比特数N与所述量化比特数k之间的差的增益，将所述模拟数字变换单元的输入信号 放大。
8.如权利要求7所述的无线接收机，在所述量化比特数k小于所述最大量化比特数N的情况下，所述模拟数字变换单元从 对应于最高位比特的一侧开始，停止与N和k之间的差相同数量的所述比特判定单元，所述可变增益放大单元，随着N和k之间的差增加而减少增益，将所述模拟数字变换单 元的输入信号放大。
9.如权利要求1所述的无线接收机，还包括可变增益放大单元，将所述模拟数字变换 单元的输入信号放大，以使所述模拟数字变换单元的输入电平大致恒定，在所述量化比特数k小于所述模拟数字变换单元的最大量化比特数N的情况下，所述 模拟数字变换单元从对应于最低位比特的一侧开始，停止与N和k之间的差相同数量的所 述比特判定单元。
10.如权利要求1所述的无线接收机，所述无线接收机切换具有互不相同的带宽的多 个接收频带而接收无线信号，所述模拟数字变换单元，在所述电平比低于规定值的情况下，仅在所述接收带宽被切 换时才变更所述量化比特数k。
11.如权利要求1所述的无线接收机，所述模拟数字变换单元，在从所述接收带宽的切 换起到下一切换为止，仅在检测出的所述干扰信号的电平发生一定电平以上的变动时才变 更所述量化比特数k。
全文摘要
公开了能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化的无线接收机。无线接收机(100)中，干扰波检测单元(140)检测期望波以外的干扰波的电平；A/D变换单元(120)具有分别与最大量化比特数N的各个比特对应的N个比特判定单元，而且仅使用与所设定的量化比特数k相同数量的比特判定单元，对正交解调后的信号进行模拟数字变换，其中k≤N；以及比特数控制单元(155)基于期望波/干扰波电平比，切换对A/D变换单元(120)设定的量化比特数k。由此，能够与期望波/干扰波电平比匹配地增减量化比特数。在减少量化比特数时能够停止与削减比特对应的比特判定单元，从而能够使模拟数字变换处理中的功耗效率化。
文档编号H04L27/38GK101803322SQ200780100590
公开日2010年8月11日 申请日期2007年9月11日 优先权日2007年9月11日
发明者上田真司, 榎贵志 申请人:松下电器产业株式会社