专利名称：基站以及同步信道生成方法
技术领域：
本发明涉及生成同步信道的基站以及同步信道生成方法。
背景技术：
在W-CDMA(宽带码分多址，Wideband Code Division multiple Access)中， 移动台使用被称为同步信道(SCH: Synchronization Channel)的下行物理信道 进行小区搜索。同步信道由P-SCH(主SCH(Primary SCH))和S-SCH辅 SCH((Secondary SCH))的两个子信道构成(参照非专利文献1)。
P-SCH用于移动台才全测时隙定时(slot timing)。 S-SCH用于移动台^r测帧 定时以及扰频码組(scramble code group)。通过使用这两个同步信道来实现高 速小区搜索。
P-SCH和S-SCH在时域中被码复用后发送。在移动台中，将P-SCH和 S-SCH反扩频而分离。这样，P-SCH和S-SCH在同一定时4皮码复用而发送， 因此P-SCH和S-SCH受到的信道变动相同。 >人而，在S-SCH的相关才佥测时， 能够利用已检测的P-SCH作为参考(reference)信号(导频信号)，并对S-SCH 进行同步检波。由此，实现高精度的S-SCH检测。
非专利文献1: W-CDMA移動通信方式、立川敬二監修、平成14年3 月15日第4刷発行、112 ^—、
发明内容
发明要解决的课题
在下一代无线接入方式中，使用对于多路径(multipath)的耐抗性更高的 OFDM(正交频分复用，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制方式 的无线接入方式。OFDM调制后的信号在时域中被加上各种各样的副载波的 信号。即使在被加上各种各样的副载波的信号时，也期望能够在移动台中迅 速且容易地检测同步信道。尤其，在小区搜索中，移动台的处理量是问题所 在，根据如何能够将该处理量变小，移动台的电池持续时间会大大地变化。因此，本发明是鉴于上述问题而完成，其目的在于在使用P-SCH和S-SCH 的SCH结构中，高水平地维持移动台的小区搜索时间特性，同时减少移动台 的处理量。
解决i果题的方案
本发明的基站的特征之一在于，包括
P-SCH基本波形生成单元，生成在每个规定数目的副载波间隔配置了在 频域中一定振幅的码的信号作为P-SCH的基本波形； 频率-时间变换单元，将所述信号变换为时域；
码序列乘法单元，对被变换为时域的所述信号乘以规定的码序列； 时间-频率变换单元，将乘以码序列后的所述信号再次变换为频域； S-SCH生成单元，生成S-SCH;以及
复用单元，对在所述时间-频率变换单元中被再次变换为频域的所述信号 复用所述S-SCH。
此外，本发明的P-SCH生成方法的特征之一在于，包括
在频域中以中心频率为中心的(l/N)xNFFT(其中，N为整数，NFFT为FFT 窗大小)的频域内生成CAZAC码的步骤；以及
生成将所述CAZAC码在频域中重复后的重复序列的步骤。
发明效果
根据本发明的实施例，能够高水平地维持移动台的小区搜索时间特性， 同时减少移动台的处理量。
图l是本发明实施例的基站的方框图。
图2是本发明第1实施例的同步信道生成单元的方框图。
图3是表示频域中的P-SCH的基本波形的图(FDM型)。
图4是将P-SCH的基本波形变换为时域时的图(FDM型)。
图5是在时域中对P-SCH进行了符号反转(sign-invert)时的图(FDM型)。
图6是将P-SCH从时域再次变换为频域时的图(FDM型)。
图7是复用了 P-SCH和S-SCH时的图(FDM型)。
图8是本发明第2实施例的同步信道生成单元的方框图。
图9是本发明第3实施例的同步信道生成单元的方框图。图IO是表示频域中的P-SCH的基本波形的图(CDM型)。
图11是将P-SCH的基本波形变换为时域时的图(CDM型)。
图12是在时域中对P-SCH进行了符号反转时的图(CDM型)。
图13是将P-SCH从时域再次变换为频域时的图(CDM型)。
图14是对P-SCH进行了扩频时的图(CDM型)。
图15是复用了 P-SCH和S-SCH时的图(CDM型)。
图16是本发明第4实施例的同步信道生成单元的方框图。
图n是本发明实施例的移动台的方框图。
图18A是对使用了 FFT窗大小的百分之几十(several tens percent)的频域
的基本波形进行了时间变换时的图。
图18B是按照本发明第5实施例对基本波形进行了时间变换时的图。 图19A是表示按照本发明第1实施例到第4实施例而变换为时域的信号的图。
图19B是表示按照本发明第1实施例到笫4实施例乘以码序列后的信号 的图。
图20是本发明第6实施例的同步信道生成单元的方框图。 图21是表示按照本发明第6实施例在时域中间隔剔除(puncture)后的信号 的图。
图22是本发明第6实施例的其他的同步信道生成单元的方框图。
图23是表示按照本发明第6实施例在时域中复用了 S-SCH的信号的图。
图24是本发明第6实施例的其他的同步信道生成单元的方框图。
图25是表示按照本发明第6实施例在频域中乘以码序列后的信号的图。
图26是本发明实施例的同步信道生成方法的流程图(FDM型)。
图27是本发明实施例的同步信道生成方法的流程图(CDM型)。
标号说明
10移动台
101同步信道生成单元 103共享数据信道生成单元 105复用单元 107 j專立叶反变纟灸单元 109 CP附加单元20、 30同步信道生成单元
201、 301 P-SCH基本波形生成单元
203、 303频率-时间变换单元
205、 305码序列乘法单元
207、 307时间-频率变换单元
209、 309滤波器
211、 311 S-SCH生成单元
213、 313扰频码生成单元
215、 315扰频码乘法单元
217、 317复用单元
40、 50同步信道生成单元
401、 501 P-SCH基本波形生成单元
403、 503频率-时间变换单元
405、 505码序列乘法单元
407、 507时间-频率变换单元
409、 509滤波器
411、 511 S-SCH生成单元
413、 513扰频码生成单元
415、 515扰频码乘法单元
417、 517复用单元
419、 519扩频单元
421扩频单元
60移动台
601基本波形相关(correlation)单元
603同步信号副本(replica)生成单元
605码序列乘法单元
607高层码相关单元
609定时4全测单元
611 S-SCH检测单元
25、 26、 27同步信道生成单元
256间隔剔除单元278码序列乘法单元
具体实施例方式
以下参照
本发明的实施例。
图1是本发明实施例的基站10的方框图。基站10包括同步信道生成 单元101、共享数据信道生成单元103、复用单元105、傅立叶反变换单元107 以及CP附加单元109。
同步信道生成单元101生成移动台用于进行小区搜索的同步信道(SCH: Synchronization Channel)。如前所述，SCH中有P-SCH(主SCH)和S-SCH(辅 SCH)。 P-SCH用于移动台检测时隙定时。S-SCH用于移动台检测帧定时以及 扰频码组。
由同步信道生成单元101生成的同步信道和由共享数据信道生成单元 103生成的共享数据信道在复用单元105中被复用。复用后的信道在傅立叶 反变换单元(IFFT)107中被变换为正交多载波信号。CP附加单元109在该多 载波信号中插入CP(Cyclic Prefix:循环前缀)。
为了移动台接收这样的同步信道从而实现高速小区搜索，P-SCH以及 S-SCH需要满足以下的要4牛。
(1) SCH为了能够进行副本相关的高速SCH定时检测，使用小区公共的 码(通过副本相关的定时检测，能够实现高速的相关处理的缘故)。
(2) S-SCH配置在时间/频率轴上靠近P-SCH的位置(为了实现将P-SCH作
为参考信号的同步检波)。
(3) 在对S-SCH进行同步检波时，P-SCH作为参考信号使用，因此期望 P-SCH在频率轴上为一定振幅(为了使每个副载波的信道估计的精度中不出 现偏差)。
(4) 在复用P-SCH和S-SCH时，期望被正交复用(为了使两者不会互相干 扰)。同样地，期望SCH和其他信道也被正交复用。
此外，作为减少移动台的小区搜索处理量的P-SCH结构，需要满足以下 的要件。
(5) 基于P-SCH的SCH码元定时检测在时域中使用副本相关来进行，因 此使用在时域中被重复Na次的基本波形(移动台不需要在所有候选定时中计算完全的(full)副本相关，能够大幅度地减少处理量的缘故)。被重复Na次的
基本波形也可以在每次重复时进行符号反转。[第1实施例]
对于实现满足上述要件的SCH结构的基站，参照图2 图7说明在频域中复用P-SCH和S-SCH的情况(FDM型)。
图2是详细地表示本发明第1实施例的基站的同步信道生成单元20的图。同步信道生成单元20包括P-SCH基本波形生成单元201、频率-时间变换单元203、码序列乘法单元205、时间-频率变换单元207、滤波器209(任意选择)、S-SCH生成单元211、扰频码生成单元213、扰频码乘法单元215以及复用单元217。如后所述，也可以没有滤波器209。
P-SCH基本波形生成单元201生成频域中的每个Na副载波的信号作为基本波形。该信号是通过使用CAZAC(恒定振幅零自相关序列，ConstantAmplitude Zero Auto Correlation sequence)码等在频域中一定振幅的码来生成。通过使用这样的在频域中一定振幅的码，能够实现在时域中出色的自相关特性。作为这样的码(序列)，有CAZAC码(Zadoff-Chu序列、Frank序列等)、PN码(M序列、Gold序列)、删截的(Truncated)PN码、Golay码。图3表示由该P-SCH基本波形生成单元201生成的基本波形的例子。在最终生成128样本的波形的情况下，在128样本的频域的緩冲器中对每个Na副载波(在图3中Na二4)配置P-SCH。
频率_时间变换单元203对由P-SCH基本波形生成单元201生成的信号进行傅立叶反变换(IFFT)，从而变换为时域。图4表示这样生成的波形。由频率-时间变换单元203变换的波形成为Na次的重复波形(在图4中Na=4)。这样，通过使用在时域中的重复波形，从而不需要在全部样本定时(128样本)计算完全的相关。
但是，若使用时域中的单纯的重复波形，则自相关特性会劣化。因此，码序列乘法单元205对于由频率-时间变换单元203变换为时域的信号，按每个重复单位乘以码序列(Walsh、 CAZAC等)。或者，码序列乘法单元205也可以对变换为时域后的信号进行符号反转。图5表示符号反转时的波形。由此，在移动台中可实现P-SCH的副本相关，能够削减移动台中的处理量。此外，P-SCH在时域中的自相关特性被改善(可得到尖锐的峰值)。进行傅立叶变换(FFT)，从而再次变换为频域。图6表示被再次变换为频域时的信号。如图6所示，再次变换为频域时，虽然不完全是，但大致成为每个Na副载波的信号。此外，通过码序列的乘法运算或者符号反转，会如图6所示那样产生频带外分量。频带外分量也可以通过应用滤波器209除去。通过应用滤波器209,能够减轻对频带外的其他信道的影响(但是，在SCH信号中产生失真)。此外，由于对频带外的其他信道的影响较轻，因此也可以不应用滤波器209。通过不应用滤波器209,不会产生SCH信号的失真。
另 一方面，S-SCH生成单元211生成S-SCH，并根据需要在扰频码乘法单元215中乘以由扰频码生成单元213生成的扰频码。通过乘以扰频码，能够抑制时域的峰值的产生(PAPR(峰值对平均功率比，peak-to-average powerratio)变小)。
复用单元217对图6所示的被再次变换为频域的信号中，功率接近零的副载波的全部或者一部分复用S-SCH。
由此，能够生成满足上述的SCH的要件的同步信道，能够高水平地维持移动台的小区搜索时间特性，同时减少移动台的处理量。
此外，对于实现满足上述要件的SCH结构的基站，参照图8说明在频域中复用P-SCH和S-SCH的情况(FDM型)。
图8是详细地表示本发明第2实施例的基站的同步信道生成单元30的图。同步信道生成单元30包括P-SCH基本波形生成单元301、频率-时间变换单元303、码序列乘法单元305、时间-频率变换单元307、滤波器309(任意选择)、S-SCH生成单元311、扰频码生成单元313、扰频码乘法单元315以及复用单元317。图8所示的同步信道生成单元30的各个结构要素与图2所示的同步信道生成单元20的各个结构要素的顺序不同，但基本功能相同。
P-SCH基本波形生成单元301生成频域中的每个Na副载波的信号作为基本波形。该信号是通过使用CAZAC码等在频域中一定振幅的码来生成。基本波形如图3所示那样生成。
另一方面，S-SCH生成单元311生成S-SCH，并根据需要在扰频码乘法单元315中乘以由扰频码生成单元313生成的扰频码。
复用单元317对在图3所示的频域中复用了 P-SCH的副载波以外的副载波的全部或者一部分复用S-SCH。频率_时间变换单元303对由复用单元317所复用的信号进行傅立叶反变换(IFFT)，从而变换为时域。对于这样生成的波形中的P-SCH，生成图4所示那样的Na次的重复波形。
CAZAC序列等码序列。或者，码序列乘法单元305也可以对变换为时域后的信号进行符号反转。符号反转时的P-SCH如图5所示。
进行傅立叶变换(FFT)，从而再次变换为频域。被再次变换为频域时的P-SCH信号如图6所示。频带外分量也可以通过应用滤波器309除去。此外，由于对频带外的其他信道的影响较轻，因此也可以不应用滤波器309。
由此，能够生成满足上述的SCH的要件的同步信道，能够高水平地维持移动台的小区搜索时间特性，同时减少移动台的处理量。
此外，对于实现满足上述要件的SCH结构的基站，参照图9 图15说明在码域(code domain)中复用P-SCH和S-SCH的情况(CDM型)。
图9是详细地表示本发明第3实施例的基站的同步信道生成单元40的图。同步信道生成单元40包括P-SCH基本波形生成单元401、频率-时间变换单元403、码序列乘法单元405、时间-频率变换单元407、滤波器409(任意选择)、S-SCH生成单元411、扰频码生成单元413、扰频码乘法单元415、复用单元417、扩频单元419以及扩频单元421。如后所述，也可以没有滤波器409。
P-SCH基本波形生成单元401生成频域中的每个Na副载波的信号作为基本波形。其中，以同步信道带宽的1/扩频率的带宽来生成。该信号是通过使用CAZAC(恒定振幅零自相关序列)码等在频域中一定振幅的码来生成。图10表示由该P-SCH基本波形生成单元401生成的基本波形的例子。若设扩频率(spreadingfactor)为2,则在最终生成128样本的波形的情况下，在64样本的频域的緩冲器中对每个Na副载波(在图10中Na-4)配置P-SCH。
频率_时间变换单元403对由P-SCH基本波形生成单元401生成的信号进行傅立叶反变换(IFFT),从而变换为时域。图ll表示这样生成的波形。由频率-时间变换单元403变换的波形成为Na次的重复波形(在图11中Na=4)。CAZAC序列等码序列。或者，码序列乘法单元405也可以对变换为时域后的 信号进行符号反转。图12表示符号反转时的波形。由此，在移动台中可实现 P-SCH的副本相关，能够削减移动台中的处理量。此外，P-SCH在时域中的 自相关特性被改善(可得到尖锐的峰值)。
进行傅立叶变换(FFT)，从而再次变换为频域。图13表示被再次变换为频域 时的信号。如图13所示，再次变换为频域时，虽然不完全是，但大致成为每 个Na副载波的信号。此外，通过码序列的乘法运算或者符号反转，会如图 13所示那样产生频带外分量。频带外分量也可以通过应用滤波器409除去。 通过应用滤波器409,能够减轻对频带外的其他信道的影响(但是，在SCH信 号中产生失真)。此外，由于对频带外的其他信道的影响较轻，因此也可以不 应用滤波器409。通过不应用滤波器409，不会产生SCH信号的失真。
扩频单元419以扩频率对再次变换为频域的信号进行扩频。图14表示扩 频时的频域的信号。由于扩频率为2，因此如图14所示那样可得到128样本 的信号。
另一方面，S-SCH生成单元411以同步信道带宽的1/扩频率的带宽生成 S-SCH。扩频单元421以扩频率对由S-SCH生成单元411生成的信号进行扩频。
复用单元417对图14所示的由扩频单元419扩频的信号，在码域中复用 已被扩频的S-SCH。
根据需要，对于由复用单元417复用的信号，在扰频码乘法单元415中 乘以由扰频码生成单元413生成的扰频码。通过乘以扰频码，能够抑制时域 的峰值的产生(PAPR(峰值对平均功率比)变小)。
由此，能够生成满足上述的SCH的要件的同步信道，能够高水平地维持 移动台的小区搜索时间特性，同时减少移动台的处理量。
此外，对于实现满足上述要件的SCH结构的基站，参照图16说明在码 域中复用P-SCH和S-SCH的情况(CDM型)。
图16是详细地表示本发明第4实施例的基站的同步信道生成单元50的 图。同步信道生成单元50包括P-SCH基本波形生成单元501、频率-时间变 换单元503、码序列乘法单元505、时间-频率变换单元507、滤波器509(任意选择)、S-SCH生成单元511、扰频码生成单元513、护0频码乘法单元515、复 用单元517以及扩频单元519。图16所示的同步信道生成单元50的各个结 构要素与图9所示的同步信道生成单元40的各个结构要素的顺序不同，但基 本功能相同。
P-SCH基本波形生成单元501生成频域中的每个Na副载波的信号作为 基本波形。其中，以同步信道带宽的1/扩频率的带宽来生成。该信号是通过 使用CAZAC码等在频域中一定振幅的码来生成。基本波形如图IO所示那样 生成。
另一方面，S-SCH生成单元511以同步信道带宽的1/扩频率的带宽生成 S-SCH。
复用单元517在码域中对P-SCH复用S-SCH。
频率-时间变换单元503对由复用单元517复用的4言号进行傅立叶反变换 (IFFT)，从而变换为时域。对于这样生成的波形中的P-SCH,生成图ll所示 那样的Na次的重复波形。
码序列乘法单元505对由频率-时间变换单元503变换为时域的信号乘以 CAZAC序列等码序列。或者，码序列乘法单元505也可以对变换为时域后的 信号进行符号反转。符号反转时的P-SCH如图12所示。
时间-频率变换单元507对在码序列乘法单元505中乘以码序列后的信号 进行傅立叶变换(FFT)，从而再次变换为频域。被再次变换为频域时的P-SCH 信号如图13所示。频带外分量也可以通过应用滤波器509除去。此外，由于 对频带外的其他信道的影响轻孩i,因此也可以不应用滤波器509。
扩频单元519以扩频率对再次变换为频域的信号进行扩频。扩频时的频 域的P-SCH信号如图14所示。
根据需要，在扰频码乘法单元515中乘以由扰频码生成单元513生成的 扰频码。
由此，能够生成满足上述的SCH的要件的同步信道，能够高水平地维持 移动台的小区搜索时间特性，同时减少移动台的处理量。 [移动台的结构]
图17是本发明实施例的移动台60的方框图。移动台60包括基本波形 相关(correlation)单元601、同步信号副本生成单元603、码序列乘法单元605、 高层码(upper layer)相关单元607、定时检测单元609以及S-SCH检测单元
14611。
移动台60将由天线接收到的多载波信号输入到基本波形相关单元601 。 另一方面，同步信号副本生成单元603生成预先设定的基本波形的同步信号 副本，并依次输入到基本波形相关单元601。在基本波形相关单元601中， 进行接收到的多载波信号和基本波形的同步信号副本的相关检测。码序列乘
进行符号反转)。高， 高层码的相关检测。这样，能够进行P-SCH的副本相关。
定时检测单元609从相关值检测P-SCH的定时。进行P-SCH的定时检测 时，将P-SCH作为参考信号在S-SCH检测单元611中检测S-SCH。另外， 在基站中施加有扰频时，需要在同步检波后进行解扰(descramble)。
在第1实施例到第4实施例中，基站生成频域中的每个Na副载波的信号 作为P-SCH的基本波形，并将其变换为时域从而生成时域中的重复波形。说 明了通过利用该时域中的重复波形，可实现移动台中的P-SCH的副本相关， 能够削减移动台中的处理量的情况。但是，若只是利用这样的重复波形，则 依然存在以下的i果题。
OFDM信号具有一般在时域中PAPR(峰值对平均功率比)较大的特性。 即，由于振幅为各种各样的值，因此在相关处理中需要实数(复数)的乘法运算。 该乘法运算会加大相关处理的运算量。为了减少移动台中的相关处理的运算 量，优选移动台的样本定时中信号波形为一定(constant)振幅。
在第5实施例中，参照图2、图18A以及图18B说明用于每N样本生成 一定振幅的信号波形的基站的同步信道生成单元的结构。
在以往的OFDM信号中，将OFDM信号的发送接收处理中的FFT窗口 大小设为NFFT时，为了容易进行滤波处理而使用NFFT的百分之几十 (NFFTxa)的频域。FFT窗口大小是指对OFDM信号进行FFT处理的部分的区 域。另夕卜，NFFT的频域相当于图3中的128样本的频域。例如，在3GPP演 进UTRA和UTRAN中，将5MHz时的NFFT设为512，使用300/512=58.6% 的副载波数。在该范围内生成P-SCH基本波形，并进行傅立叶反变换，则如 图18A所示那样，在采样定时振幅成为各种各样的值。
因此，在第5实施例中，图2的P-SCH基本波形生成单元201仅使用在频域中以中心频率为中心的(l/N)xNFFT(其中，N为整数)的副载波。图2的 P-SCH基本波形生成单元201在该范围内使用CAZAC序列等码来生成 P-SCH基本波形。将该P-SCH基本波形在频率-时间变换单元203进行傅立 叶反变换时，如图18B所示，每N样本出现一定振幅的点。即，移动台进行 小区搜索的P-SCH定时检测时，通过使用每N样本的信号，从而可进行以一 定振幅的信号为前提的处理(相关)。
N的值是任意的整数，但优选(1/N)作为接近3GPP演进UTRA和UTRAN 时的58.6%的值从而N=2。这时，每2样本出现一定振幅的点。
进而，优选P-SCH基本波形生成单元201在(l/N)xNFFT的副载波的范 围内，使用CAZAC码之一的Frank序列来生成P-SCH基本波形。Frank序列 是指如下表示的序列。
序列长度N=m2(m:任意自然数)
相位数A=m
序列ak(k=0， 1 ，2,…,N-1 )=exp(-j27iHk/m)
其中，r是与m互质(relatively prime)的自然数(Km)， j是复数，lk是以下 所示的mxm的力口4又矩P车。 [数l]
<formula>formula see original document page 16</formula>、
通过这样使用CAZAC码之一的Frank序列，在数据调制后，在图18B 所示的每N样本，在IQ平面中出现一定振幅的点。具体来说，以BPSK调 制方式对N-4的Frank序列进行数据调制时，在IQ平面中出现振幅为(+l ， -l)的两个点。此外，在以QPSK调制方式对N-16的Frank序列进行数据调 制时，在IQ平面中出现4个点。同样地，在以8PSK调制方式对N-64的Frank 序列进行数据调制时，在IQ平面中出现8个点。从而，能够减少移动台进行 小区搜索时的运算量。
在第5实施例中，关于图2的P-SCH基本波形生成单元201进行了说明， 但通过在图8、图9以及图16的P-SCH基本波形生成单元也进行上述的处理，移动台能够进行以一定振幅的信号作为前提的处理。
另外，基站在频域中使用(l/N)xNFFT的副载波作为P-SCH，从而能够在 频域中与其他信道进行正交。此外，关于P-SCH和S-SCH的复用，只要是在 (1/N)xNFFT副载波的范围内，则频域中的P-SCH波形也是CAZAC序列等， 因此还能进行P-SCH和S-SCH的复用的正交。
在第1实施例到第4实施例中，说明了通过对变换为时域的信号乘以码 序列来改善自相关特性的情况。即，在频域中将每Na副载波的CAZAC序列 变换为时域，得到图19A所示那样的时域中的重复信号。对该重复信号乘以 码序列从而得到图19B所示那样的信号。由此，自相关特性被改善。但是， 仍然留有频域中的振幅偏差。
在第6实施例中，参照图20~图25说明没有自相关特性的劣化且用于在 频域中保持一定振幅的同步信道生成单元的结构。
图20表示用于在频域中保持一定振幅的基站的同步信道生成单元25的 结构。同步信道生成单元25除了图2所示的同步信道生成单元20之外，还 包括间隔剔除(puncturing)单元256。间隔剔除单元256在时J^或中将信号间隔 剔除为1/Ni(Ni为整数)。图21表示在时域中被间隔剔除为1/4的信号。在将 这样间隔剔除后的信号在时间-频率变换单元207中变换为频域时，CAZAC 序列被重复Ni次(在将间隔剔除为1/4的信号变换为频域时，CAZAC序列被 重复4次)。即，在频域中一定振幅被保持。此外，在将带宽从1.25MHz扩大 到2.5MHz或者5MHz时，也能够使用相同的副本波形。进而，在时域中间 隔剔除而产生成为NULL(零，zero)点的部分，因此可得到运算量减少的效果。 但是，会产生在时域中成为离散的波形，峰值功率增加的缺点。
图22表示用于减少这样的峰值功率的基站的同步信道生成单元26的结 构。除了复用单元217的位置不同之外，图22与图20相同。复用单元217 复用S-SCH，以作为整体来抑制峰值功率。图23表示在时域中S-SCH被复 用的信号。通过这样复用S-SCH，从而时域中离散的波形消失，可减少峰值 功率。
此外，图24表示用于减少峰值功率的其他的基站的同步信道生成单元 27的结构。除了还具有码序列乘法单元278之外，图24与图20相同。码序 列乘法单元278对频域中的CAZAC序列的重复，乘以码序列。图25表示在频域中被乘以码序列的信号。通过乘以这样的码序列，从而时域中离散的波 形消失，可减少峰值功率。
另夕卜，通过在图22的时间-频率变换单元207之后"&置图24的码序列乘 法单元278,还能够组合S-SCH的复用和频域中的码序列的乘法运算。
在第6实施例中，说明了图2的基站的同步信道生成单元20的变形例， 但在图8、图9以及图16的基站的同步信道生成单元中，通过在时间-频率变 换单元之前追加间隔剔除单元，并在时间-频率变换单元之后追加码序列乘法 单元，也能够得到同样的效果。
如使用上述的实施例说明的那样，作为P-SCH,优选其满足以下的要件。
(1) 为了充分提高SCH定时检测的精度，P-SCH信号具有出色的自相关特 性(越是具有尖锐的峰值特性，则能够检测正确的定时的可能性越大)。
(2) 为了以低运算处理量进行SCH定时检测，P-SCH信号为可实现运算处 理量的减少的信号(SCH定时检测通过使用基于副本相关的方法，可进行高精 度的检测。要求P-SCH使用能够减少副本相关的运算处理量那样的信号)。
(3) 为了提高S-SCH检测时的信道估计的精度，P-SCH信号为在频域中一 定振幅的信号(S-SCH检测时，将P-SCH作为参考信号来进行信道估计，通 过对S-SCH进行同步检波，可实现高精度的检测。即，若P-SCH在频域中为 一定振幅，则可得到较高的信道估计精度)。
为了具有上述要件(l)的时域中出色的自相关特性，需要P-SCH在频域中 为一定振幅(或者接近一定振幅)。因此，如第1实施例中说明的那样，使用 CAZAC码等。另外，通过该要件被满足，上述要件(3)也被满足。
对于上述要件(2),需要减少运算次数。因此，可以如第1实施例中说明 的那样，使用时域中的重复序列。进而，也可以如第6实施例中说明的那样， 使用时域中NULL点多的序列(频域中的重复序列)。
此外，对于上述要件(2)，也可以减少每一次的运算量。因此，如第5实 施例中说明的那样，仅使用FFT窗口大小的1/N的副载波，在该副载波中使 用CAZAC码等信号序列。此外，为了减少每N样本的运算量，也可以使用 Frank序列。
如上所述，在频域中复用P-SCH和S-SCH时，优选基站如图26那样生成P-SCH。
(步骤FDM1)生成CAZAC码(参照第1实施例、第2实施例)。这时，优 选仅使用FFT窗口大小的1/N的副载波(参照第5实施例)。此外，作为CAZAC 码也可以-使用Frank序列。
(步骤FDM2)生成频域中的重复序列(生成在频域中重复CAZAC码的序 列)。该序列在时域中具有相当于重复次数的NULL点(value)(参照第6实施 例)。
(步骤FDM3)生成时域中的重复序列。该序列在频域中具有相当于重复次 数的NULL点。即，相当于生成每Na副载波的信号(参照第1实施例)。若使 用时域中的单纯的重复波形则自相关特性会劣化，因此对每个重复单位乘以 码序列(Walsh、 CAZAC等)。另外，能够在频域中对NULL点的部分复用 S-SCH。
(步骤FDM4)作为CAZAC码之一使用Frank序列，使用与Frank序列对 应的调制方式(参照第5实施例)。
上述的(步骤FDM1) (步骤FDM4)可以以任意顺序来应用，也可以以任意 组合来应用。 如上所述，在码域中复用P-SCH和S-SCH时，优选基站如图27那样生 成P-SCH。
(步骤CDM1)生成CAZAC码(参照第3实施例、第4实施例)。这时，优 选仅使用FFT窗口大小的1/N的副载波(参照第5实施例)。此外，作为CAZAC 码也可以使用Frank序列。
(步骤CDM2)生成频域中的重复序歹'j(生成在频域中重复了 CAZAC码的 序列)。该序列在时域中具有相当于重复次数的NULL点(参照第6实施例)。
(步骤CDM3)作为CAZAC码之一使用Frank序列，使用与Frank序列对 应的调制方式(参照第5实施例)。
上述的(步骤CDM1) (步骤CDM3)可以以任意顺序来应用，也可以以任 意组合来应用。
如上所述，根据本发明的实施例，能够高水平地维持移动台的小区搜索 时间特性，同时减少移动台的处理量。
本国际申请要求基于2006年5月1日申请的日本专利申请2006-127993号、2006年6月19日申请的日本专利申请2006-169452号以及2006年8月 22曰申请的日本专利申请2006-225922号的优先权，并将2006-127993号、 2006-169452号以及2006-225922号的全部内容引用到本国际申请中。
权利要求
1、一种基站，包括P-SCH基本波形生成单元，生成在每个规定数目的副载波间隔配置了在频域中一定振幅的码的信号作为P-SCH的基本波形；频率-时间变换单元，将所述信号变换为时域；码序列乘法单元，对被变换为时域的所述信号乘以规定的码序列；时间-频率变换单元，将乘以码序列后的所述信号再次变换为频域；S-SCH生成单元，生成S-SCH；以及复用单元，对在所述时间-频率变换单元中被再次变换为频域的所述信号复用所述S-SCH。
2、 如权利要求l所述的基站，其特征在于，所述复用单元对在所述时间-频率变换单元中被再次变换为频域的所述 信号中功率小的副载波，在频域中复用所述S-SCH。
3、 如权利要求l所述的基站，其特征在于，所述复用单元对在所述P-SCH基本波形生成单元复用了 P-SCH的副载波 以外的副载波，在频域中复用所述S-SCH。
4、 如权利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成单元以同步信道带宽中扩频率的倒数的带宽来 生成所述信号，所述基站还包括扩频单元，将在所述时间-频率变换单元中被再次变换为 频域的所迷信号以所述扩频率进行扩频，所述S-SCH生成单元以所述同步信道带宽中所述扩频率的倒数的带宽来 生成所述S-SCH并以所述扩频率扩频，所述复用单元对在所述扩频单元中复用的所述信号，在码域复用扩频后 的所述S-SCH。
5、 如权利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成单元以同步信道带宽中扩频率的倒数的带宽来 生成所述信号，所述S-SCH生成单元以所述同步信道带宽中所述扩频率的倒数的带宽来 生成所述S-SCH，所述复用单元对在所述P-SCH基本波形生成单元中生成的P-SCH，在码 域中复用在所述S-SCH生成单元生成的S-SCH，所述基站还包括扩频单元，将在所述时间-频率变换单元中净皮再次变换为 频域的所述信号以所述扩频率进行扩频。
6、 如权利要求l所述的基站，还包括滤波器，除去将乘以码序列后的所述信号再次变换为频域时的频带外分量。
7、 如权利要求l所述的基站，其特征在于， 所述基本波形生成单元使用CAZAC码来生成所述信号。
8、 如权利要求l所述的基站，其特征在于， 所述码序列乘法单元对变换为时域的所述信号进行符号反转。
9、 如权利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成单元在频域中以中心频率为中心的 (1/N)xNFFT(其中，N为整数，NFFT为FFT窗大小)的频域内生成P-SCH基 本波形。
10、 如权利要求l所迷的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成单元在频域中以中心频率为中心的 (1/N)xNFFT(其中，N为整数，NFFT为FFT窗大小)的频域内，使用Frank序 列生成P-SCH基本波形。
11、 如权利要求l所述的基站，还包括间隔剔除单元，间隔剔除在所述码序列乘法单元中乘以码序列后的所述 信号。
12、 如权利要求l所述的基站，还包括码序列乘法单元，对在所述时间-频率变换单元中再次变换为频域的所述 信号乘以规定的码序列。
13、 一种P-SCH生成方法，包括在频域中以中心频率为中心的(l/N)xNFFT(其中，N为整数，NFFT为FFT 窗大小)的频域内生成CAZAC码的步骤；以及生成将所述CAZAC码在频域中重复的重复序列的步骤。
14、 一种P-SCH生成方法，还包括 在频域中复用P-SCH和S-SCH时，将所述重复序列在频域中间隔剔除的步骤。
15、如权利要求13所述的P-SCH生成方法，其特征在于，作为所述CAZAC码，使用与规定的数据调制方式对应的Fmnk序列。
全文摘要
同步信道通过以下步骤生成，即生成在每个规定数目的副载波间隔配置了在频域中一定振幅的码的信号作为P-SCH的基本波形；将所述信号变换为时域；对被变换为时域的所述信号乘以规定的码序列；将乘以码序列后的所述信号再次变换为频域；生成S-SCH；以及对被再次变换为频域的所述信号复用所述S-SCH。
文档编号H04W88/08GK101480094SQ20078002355
公开日2009年7月8日 申请日期2007年4月20日 优先权日2006年5月1日
发明者丹野元博, 佐和桥卫, 岸山祥久, 樋口健一, 永田聪 申请人:株式会社Ntt都科摩