接收机和频率信息估计方法

专利名称：接收机和频率信息估计方法
技术领域：
本发明涉及接收多载波、尤其是在预先决定的预定数目的子载波上连
续配置的正交频分复用(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)符号，以进行传送路径估计的多载波接收机与接收方法。
背景技术：
近年来，要求无线通信系统高速化的用户数增加，作为可实现高速 化 大容量化的方式之一，以OFDM为代表的多载波传送方式引人关注。 OFDM方式是按理论上不会引起干扰的最小频率间隔来排列几十到几千 个载波，并通过频分复用来并行传送信息信号的方式。OFDM方式由于若 所使用的子载波数增多，则与相同传送率的信号载波方式相比，符号时间 变长，所以有难以受到多径干扰影响的优点。
但是，在多径环境下，由于各子载波分别受到不同的振幅变动与相位 变动，所以在接收侧解调数据时需要补偿这些变动。作为补偿传送路径的 方法，有以下方法即在发送侧中，用在发送接收机间己知的码元来调制 子载波的全部或一部分而作为导频信号传送，在接收侧从所接收的导频信 号中估计各子载波所受到的传送路径变动，而补偿估计出的传送路径变动 的方法。以后在本说明书中，将该导频信号含有的多载波信号称作"传送 路径估计用符号"。尤其在信号形态是OFDM的情况下称作"传送路径 估计用OFDM符号"。
在传送路径变动的估计/补偿中，可以采用使用傅立叶变换、逆傅立叶 变换，利用延迟分布(profile)信号集中在逆傅立叶变换的输出的某一程 度的范围中的情形，而去除噪声和干扰的时间逆扩展传送路径估计法(专 利文献l)。将通过时间逆扩展传送路径估计法得到的增益作为时间逆扩 展增益。OFDM系统中，由于与生成保护频带或发送机中的滤波处理等对 应，所以发送接收装置中使用的傅立叶变换点数(或、逆傅立叶变换点数)和分配给传送信号的(用于信号传送)子载波数几乎不一致。通常傅立叶
变换点数为2n。
尤其在傅立叶变换点数和子载波数不同的情况下，若通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，虽然得到了时间逆扩展增益，但是因接
收信号功率与噪声功率比(信噪比SNR: Signal to Noise power Ratio)在进行频率响应的估计的频带端侧显著出现由失真造成的恶劣影响。该失真越在要估计传送路径的频带的端侧，影响越大。因此，还公开了改善时间逆扩展传送路径估计法的技术。
例如在专利文献l中，公开了在频带的中央部将通过时间逆扩展传送路径估计法估计出传送路径后的频率信息(去除噪声等后的频率信息)用于传送路径补偿，位于频带的端侧的子载波的传送路径将去除噪声等之前的频率信息用于传送路径补偿这样的方法。在专利文献2中，公开了使对发送通信路上产生的噪声的基准要素的判断变容易的技术。即，作为判断与噪声有关的基准要素的技术，公开了在接收时设置阈值与使基准要素的功率增加来加以发送或这些的组合。即，利用延迟分布(profile)信号集中在逆傅立叶变换输出的某一程度的范围中，从而可去除噪声和干扰，同时在从延迟波形中去除噪声功率时，还可防止由去除了信号功率成分而产生的失真。根据该方法，可以在频带的中央部通过时间逆扩展增益来算出高精度的频率响应，而不会受到失真的影响。
如今，MIMO (Multi—Input Multi—Output)技术正被广泛研究。该技术是从不同的2个以上的天线中发送不同的数据流，并由接收机来识别数据流而解调数据的技术，对传送率的提高有很大贡献。还研究了作为使用MIMO技术的OFDM的MIMO—OFDM系统，在该系统中高效准确估计发送接收机间的传送路径变为很重要的课题。
非专利文献1中，表示了使用了 CI (载波干涉测量法CarrierInterferometry)的传送路径估计方法(下面称作"CI法")，本技术的特征是可用1个传送路径估计用OFDM符号来估计来自多个发送天线的传送路径。CI法通过对于一个传送路径估计用信号，使其相位旋转量变化，而在各天线中使用不同的传送路径估计用信号，从而可区分从各天线发送的信号的方法。因此，例如，在使用天线1和天线2的情况下，在运算来自天线1的传送路径的情况下，通过去除与来自天线2的信号功率相应的脉冲，而进行频率转换，从而可算出来自天线l的频率响应。同样，在算出来自天线2的传送路径的情况下，通过去除与来自天线1的信号功率相
应的脉冲来进行频率变换，而可算出来自天线2的频率响应。专利文献l:日本特开2005 — 130485号公报专利文献2:日本专利第3044899号
非专利文献l:横枕一成等著"MIMO—OFDM系统中的与使用了载波干扰测量法Carrier Interferometry的传送路径估计方式的研究」、电子信息通信学会技术研究报告、RCS2005 — 79、 2005年8月、p. 91—96
但是，在MIMO—OFDM系统中，在使用了通过CI法多路复用的传送路径估计用OFDM符号的情况下，与发送天线是一个的情况同样，在通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径时，产生了由傅立叶变换点数和子载波数不一致造成的失真的问题。在MIMO—OFDM系统中，由于频率响应为接收从多个天线发送的传送路径估计符号后的波形，所以不能如专利文献1所公开的方法那样，根据子载波的位置来区分使用用于传送路径补偿的频率响应的结果。

发明内容
本发明鉴于这种情形而作出，其目的是提供在使用多个天线来发送接收多载波符号的系统中，在通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径时，通过去除噪声等抑制所产生的频率响应的运算结果的失真的接收机与频率信息估计方法。
(1)本发明的接收机，接收包含通过不同的已知信号来调制的子载波、并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，估计来自所述各发送
天线的传送路径，其特征在于，包括傅立叶变换部，其傅立叶变换所接收的传送路径估计用符号，按每个子载波来算出第l频率信息；信号生成
部，其生成用于对传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制的己知信
号；除法部，其用所述己知信号的1个除以所述第1频率信息而算出第2频率信息；外插部，其根据所述第1频率信息或第2频率信息，算出*插补没有发送子载波的位置上的来自所述发送天线的频率响应信息，而算出第3频率信息；逆傅立叶变换部，其对所述第3频率信息进行逆傅立叶变换。
这样，根据本发明的接收机，在接收从多个天线分别发送的传送路径估计用符号而估计传送路径的情况下，根据所述已知信号的特性，算出*插补没有发送子载波的位置上的来自所述发送天线的频率响应信息，将传送路径估计符号作为多载波符号中含有的符号而由接收机加以接收。传送路径估计符号包含发送机侧中由每个发送天线为不同的己知信号来调制的子载波。发送机侧用于调制的己知信号在接收机中预先已知。因此，接收机可以根据所述已知信号的特性，从信号频带的子载波选择适合于插补的
子载波，并使用所选出的子载波的第1或第2频率信息来算出插补频率信
息。由此，可以使用比实际发送的频带宽的频率下的频率响应来通过时间逆扩展传送路径估计法估计传送路径，所以可以减轻频带的端侧产生的失真。
(2) 本发明的接收机中，其特征在于，所述外插部具有插补信息生成部，根据调制从所述多个天线发送的传送路径估计用符号的相同位置上的子载波后的已知信号的组合来选择子载波，并生成使用所选出的子载波的频率信息进行插补的频率信息。
这样，在接收机接收了由分别在多个天线中为不同的值的己知信号来调制出的多载波符号的情况下，所述外插部根据每个子载波中每个所述多个天线为不同的已知信号的组合，来判断子载波彼此的关系，并根据判断出的结果，来选择频率信息。即，所述外插部根据每个天线为不同值的已知信号的特性(调制出各个天线的子载波的相同子载波号的已知信号的组合)，从构成信号频带的多个子载波中选择一部分或全部的子载波，并根据所选出的子载波的频率信息，来生成插补的频率信息。由此，由于可以使用比实际发送的频带宽的频率下的频率响应，来通过时间逆扩展传送路径估计法估计传送路径，所以可以减少频带的端侧中产生的失真。
(3) 进一步，本发明的接收机中，其特征在于所述插补信息生成
部选择根据所述多个天线每个而不同的已知信号生成的矩阵是满秩的子载波。
这样，若选择通过已知信号生成的矩阵为满秩的子载波，在该所选出的子载波位置上的频率特性几乎没有变化的情况下，所述插补信息生成部 可以算出来自各天线的频率响应。并且，由于可以通过使用所算出的值在 频带外进行外插，所以可以使用比实际发送的频带宽的频率下的频率响 应，通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，所以可以减少频带 的端侧中产生的失真。
(4) 本发明的接收机，接收包含通过在预定的符号的各要素间对每
个发送天线施加不同的相位旋转量e而生成的不同已知信号来调制的子载
波、并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，来估计来自所述各发
送天线的传送路径，其特征在于，包括傅立叶变换部，其傅立叶变换所 接收的传送路径估计用符号，从而算出每个子载波的第1频率信息；信号 生成部，其生成用于对传送路径估计用符号含有的子载波进行的调制的已
知信号；除法部，其用所述已知信号的l个除以所述第l频率信息而算出 第2频率信息；外插部，其根据所述第2频率信息算出"插补在没有根据
所述相位旋转量e发送子载波的位置上所合成的频率响应的信息，从而生
成第3频率信息；逆傅立叶变换部，其逆傅立叶变换所述第3频率信息。
这样，在所述不同的已知信号为通过使用一个已知信号，按每个发送
天线使施加给各子载波的相位旋转量e为不同的值，而变为不同的已知信 号的情况下，所述外插部根据通过按每个所述发送天线设置的多个不同相 位旋转量e产生的施加给相同子载波号的子载波的相位差关系，来选择选
择一部分的信息的载波，并使用所选出的子载波的第2频率信息，来生
成*外插合适的频率信息。由此，由于可使用比实际发送的频带宽的频率 下的频率响应，通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，所以可 以减少频带的端侧中产生的失真。
(5) 本发明的接收机中，其特征在于所述外插部具有插补信息生
成部，对所有的不同2个e算出差eaiff，并根据eaiff选择子载波，使用所选 出的子载波的频率信息来生成插补的频率信息。
这样，由于根据对所有的不同2个e算出的差ediff来选择子载波，并使 用所选出的子载波的频率信息来生成进行插补的频率信息，所以可以生 成，外插合适的频率信息。由此，由于可使用比实际发送的频带宽的频率 下的频率响应，通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，所以可以减少频带的端侧中产生的失真。
(6) 本发明的接收机中，其特征在于所述插补信息生成部在按每
个所述相位旋转量差ediff来算出满足mXiediffl二2n兀(m、 n是自然数、问 是e的绝对值)的最小的m，并将所算出的m的最小公倍数设作LCM一B (LCM—B是整数)的情况下，从以作为插补对象的子载波为起点而离开 所述最小公倍数LCM^B的倍数配置的子载波中选择频率信息。
这样，由于通过插补信息生成部进行外插，可使用比实际发送的频带 宽的频率下的频率响应，通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路 径，所以可以减少频带的端侧中产生的失真。
(7) 本发明的接收机中，其特征在于所述外插部在所述相位旋转 量e全部为eg的整数倍的情况下，将满足mXiegl二2nTi (m、 n是自然数、 iei是e的绝对值)的最小的m作为LCM—A (LCM—A是整数)算出，并 从以作为插补对象的子载波为起点而离开所述最小公倍数LCM一A的倍 数进行配置的子载波中选择频率信息。
这样，可以根据所述多个已知信号的相互关系，来选择算出插补频率 信息用的子载波。由此，可以根据已知信号的相互关系来选择合适的频率 信息，由于可使用比实际发送的频带宽的频率下的频率响应通过时间逆扩 展传送路径估计法来估计传送路径，所以可以减少频带的端侧中产生的失 真。
(8) 本发明的接收机中，其特征在于所述插补信息生成部选择接 近作为插补对象的子载波的子载波的频率信息。
这样，除了所述多个已知信号的相互关系之外，还可通过选择接近于 所插补的子载波的子载波的频率信息，来根据传送路径特性接近的子载波 的频率信息，来算出插补频率信息。由此，可以进一步减少失真。
(9) 本发明的频率信息估计方法，接收包含由不同的已知信号来调 制的子载波、并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，用于来自所 述各发送天线的传送路径的估计，其特征在于，包括步骤傅立叶变换所 接收的传送路径估计用符号，从而按每个子载波算出第l频率信息；用对 传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制用的已知信号的1个除以所 述第1频率信息而算出第2频率信息；根据所述第1频率信息或第2频率信息算出，插补没有发送子载波的位置上的来自所述发送天线的频率响应 信息，从而算出第3频率信息；逆傅立叶变换所述第3频率信息。
这样，根据本发明的接收机，在接收分别从多个天线发送的传送路径 估计用符号而估计传送路径的情况下，根据所述已知信号的特性，来算 出 插补没有发送子载波的位置上的来自所述发送天线的频率响应的信 息。传送路径估计符号作为多载波符号中含有的符号由接收机加以接收。 传送路径估计符号包含由在发送机侧中每个发送天线为不同的已知信号 来调制的子载波。在发送机侧用于调制的己知信号在接收机中预先己知。 因此，接收机可以根据所述已知信号的特性，从信号频带的子载波中选择 适合于插补的子载波，并使用所选出的子载波的第1或第2频率信息来算 出插补频率信息。由此，可使用比实际发送的频带宽的频率下的频率响应， 通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，所以可以减少频带的端 侧中产生的失真。
(10)本发明的频率信息估计方法，接收包含通过在预定的符号的各
要素间按每个发送天线施加不同的相位旋转量e而生成的不同的已知信号
来调制的子载波，而从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，用于来 自所述各发送天线的传送路径的估计，其特征在于，包括以下步骤傅立 叶变换所接收的传送路径估计用符号，而算出每个子载波的第1频率信息； 用对传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制用的己知信号的1个除 以所述第1频率信息而算出第2频率信息;根据所述第2频率信息，算出祸
补在没有根据所述相位旋转量e发送子载波的位置上合成的频率响应的信
息，而生成第3频率信息；逆傅立叶变换所述第3频率信息。
这样，所述不同的已知信号为通过使用一个已知信号，按每个发送天
线使施加给各子载波的相位旋转量e为不同的值，而变为不同的已知信号
的情况下，所述外插部根据通过按每个所述发送天线设置的多个不同的相
位旋转量e产生的施加给相同子载波号的子载波的相位差的关系，在选择
选择一部分的信息的载波，并使用所选出的子载波的第2频率信息，来生
成《外插合适的频率信息。由此，由于可使用比实际发送的频带宽的频率 下的频率响应通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径，所以可以 减少频带的端侧中产生的失真。根据本发明，在接收从不同的天线发送的传送路径估计用符号，通过 时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径时，通过根据多个天线中为不 同的已知信号的特性来估计进行插补的频率信息，可以抑制通过去除噪声 等而产生的频率响应的算出结果的失真。


图1是表示本发明的多载波无线接收机的结构的一例的框图； 图2是表示对第1实施方式的外插部的输入波形的一例的图； 图3是在(1、 Q)平面中表示图2中的子载波号381到384的频率响 应的图4是表示接收机的IFFT部的输出波形的一例的图5是表示对第2实施方式的外插部的输入波形的一例的图6是说明插补子载波的选择的图7是在(1、 Q)平面中表示图5中的子载波号381到384的频率响 应的图。
图中100-接收机，101-天线部，102-无线接收部，103-A/D转换部， 104-OFDM符号同步部，105、 lll-FFT部，106-导频提取部，107-乘法部， 108-导频复数共轭信号生成部，109-IFFT部，110-噪声去除部，112-传送 路径补偿部，U3-解码部，120-外插部，121-插补信息生成部，122-子载波 插补部，201-传送路径估计部。
具体实施例方式
接着，参考附图来说明本发明的实施方式。对各附图中具有同一构成 或功能的构成要素以及相应部分添加相同的附图标记，并省略其说明。各 实施方式中，使用MIMO—OFDM系统来加以说明。但是，本发明并不限 于MIMO—OFDM系统，还可适用于从多个天线发送，接收每个天线通过 不同的已知信号(己知符号)来调制的传送路径估计用OFDM符号(也 称作导频符号，将导频符号中，分配了己知的数据的子载波称作导频子载 波)的接收机与频率信息估计方法。为了使说明简便，将发送机侧的发送 天线设作2个，设同时从该2个发送天线(发送天线l、发送天线2)发送传送路径估计用OFDM符号。假定为不同的2个天线位于同一发送装
置中。但是，其不具有必然性，对于即使是位于不同的发送机(发送装置)
中的天线，但在大致相同的定时下发送传送路径估计用OFDM符号的系 统也可适用本发明。各实施方式中，将使用的子载波总数m为768、 FFT 点数为1024来加以说明。
在下面的说明中，设传送路径估计用OFDM符号中，所有的子载波 通过发送接收机间的已知信号来进行调制。这里的已知信号由多个要素 (是复数信号，为了简便，振幅为l的情形多)构成，通过各要素来调制 传送路径估计用OFDM符号中的子载波。从发送天线1将由已知信号C (ck是C的构成要素，k是子载波数以下的正整数，表示子载波号)生成 的OFDM信号作为传送路径估计用OFDM符号发送。从发送天线2将由 已知信号D (dk是D的构成要素，k是子载波数以下的正整数，表示子载 波号)生成的OFDM信号作为传送路径估计用OFDM符号发送。将已知 信号C、己知信号D分别记作码元C、码元D。 ck、 dk分别记作要素ck、 要素dk、或构成要素ck、构成要素dk。
已知信号中每个天线使用不同的码元。例如，上述说明的已知信号C 与已知信号D不同。在第2实施方式说明的CI法中，通过对一个已知信 号C按每个天线来施加在子载波间不同的相差旋转，而生成多个码元，但 是这种码元也称作不同的码元。
本说明书中，傅立叶变换包含高速傅立叶变换(FFT: Fast Fourier Transform)、离散傅立叶变换(DFT: Direct Fourier Transform)，逆傅立 叶变换包含逆高速傅立叶变换(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)、 逆离散傅立叶变换(IDFT: Inverse Direct Fourier Transform)的概念。在 下面的说明中，作为傅立叶变换使用高速傅立叶变换来加以说明、作为逆 傅立叶变换使用逆高速傅立叶变换来加以说明，但是离散傅立叶变换、逆 离散傅立叶变换也可适用本发明。下面，使用高速傅立叶变换和逆高速傅 立叶变换来加以说明，将傅立叶变换的点数(傅立叶点数)作为FFT点数、 将逆傅立叶变换的点数(逆傅立叶点数)作为IFFT点数来加以说明。FFT 点或IFFT点表示的号码与子载波号相同。
另外，高速傅立叶变换(逆高速傅立叶变换)处理的频带为FFT处理频带(IFFT处理频带)，将FFT处理频带中，分配了信号的频带作为信 号频带。从FFT处理频带中去除信号频带后的频带是作为插补(外插)候 选的频带，设作插补对象频带。
进一步，本发明中作为传送路径的估计方法使用"时间逆扩展传送路 径估计法"。该传送路径估计方法是在传送路径变动的估计，补偿中，使 用傅立叶变换、逆傅立叶变换，利用延迟分布(profile)信号集中在逆傅 立叶变换输出的某一程度范围中的情形，而去除噪声和干扰的方法，"时 间逆扩展增益"是通过时间逆扩展传送路径估计法得到的增益。但是，在 去除噪声和干扰时，信号频带的端部产生了估计误差，尤其在传送路径质 量好的情况下成为问题。本发明将尽可能减少该失真的影响作为课题，具 体上，通过根据生成传送路径估计用OFDM信号时使用的符号来外插实 际上没有发送信号的位置的频率响应，来解决该课题。
在下面第1实施方式中，表示用发送中使用的符号间没有关系性的信 号来用作传送路径估计用OFDM符号的情况，第2实施方式中，表示使 用了称作CI法的传送路径估计用OFDM符号的情况。 (第1实施方式)
第1实施方式中，发送接收通过每个天线为不同值的己知信号来调制 的传送路径估计用OFDM符号。第1实施方式中，已知信号C和已知信 号D是不同的值。本实施方式中，已知信号C用构成要素ck (clX浐'、
c2Xe161、 c3Xe^1........ cmXe161)、已知信号D用构成要素dk (dlX
e182、 d2Xe162、 d3X,2、 ......、 dmX,2)表示，ck、 dk表示土l、 m表示
子载波总数、j表示虚数单位。因此，传送路径估计用OFDM符号与BPSK 调制各子载波的情形相同。
图1是表示本发明的接收机100的结构的一例的框图。图1所示的接 收机(多载波无线接收机)100包括天线部101、无线接收部102、 A/D (模拟/数字)转换部103、 OFDM符号同步部104、 FFT部(傅立叶变 换部)105、传送路径补偿部112、解码部113和传送路径估计部201。传 送路径估计部201包括导频提取部106、乘法部107、导频复数共轭信号 生成部108、 IFFT部(逆傅立叶变换部)109、噪声去除部110、 FFT部 111与外插部120。将天线部101中接收的信号首先通过无线接收部102频率转换为可进 行从模拟信号向数字信号的A/D转换的频率频带。A/D转换部103将 频率转换后的信号变换为数字信号。OFDM符号同步部104对所变换后的 数字信号取OFDM的符号同步，而去除保护间隔(GI: Guard Interval)。
之后，FFT部105对去除了 GI后的数字信号进行傅立叶变换，而分 离为每个子载波的信号。
接着，将按每个子载波分离的信号输入到传送路径补偿部112和传送 路径估计部201,而通过传送路径估计部201实施如下这种处理。
导频提取部106从傅立叶变换后的传送路径估计用OFDM符号中提 取导频子载波信号。本实施方式中由于在发送路径估计用OFDM符号中 将所有的子载波假定为导频子载波信号，所以提取所有子载波的频率信 息。将所提取的频率信息在乘法部107中与发送机中使用的导频复数共轭 信号生成部108生成的导频子载波信号的复数共轭信号相乘。可以通过乘 法部107中的乘法将频域中的传送路径变动作为传送系数的振幅值与相位 值求出。将该振幅值与相位值称作频率信息或频率响应。
本来为了求出频率信息，需要用导频子载波信号中使用的符号来进行 复数餘法，但是本实施方式以及下面描述的实施方式中为了减少运算量， 而将用于导频子载波信号的符号的振幅设作1，用复数共轭信号的乘法代 替复数除法来求出频率响应。设通过该复数除法算出的频率响应在传送路 径的频率响应中包含了噪声、干扰。
本说明书中，将对乘法部107的输入、g卩，导频提取部106从傅立叶 变换后的信号提取的信号作为第1频率信息。将从乘法部107的输出、即， 对第1频率信息乘以复数共轭信号后的值作为第2频率信息。
外插部120对所算出的第2频率信息来外插没有分配信号的插补候选 频带的子载波的信号，而插补频率响应。将从外插部120的输出、即对第 2频率信息进行了外插处理后的信息作为第3频率信息。后面描述外插部 120的详细动作。
接着，IFFT部109对第3频率信息进行逆傅立叶变换，而将频域中的 传送路径变动转换为时域中的传送路径变动(脉冲响应、或延迟分布 (profile))。通常，由于在时域的传送路径变动的信号中，功率集中在IFFT输出的某一程度范围中，所以噪声去除部110将功率集中的范围之外
的信号看作噪声，而进行替换为零的处理。
FFT部111对噪声去除部110的输出进行傅立叶变换，由此，算出 OFDM信号频带的频率信息。由于其通过噪声去除部110从之前求出的第 2频率信息和第3频率信息中去除了噪声和干扰，所以变为高精度的频率 信息。设从FFT部111输出的频率信息为补偿用的频率信息。并且，传送 路径补偿部112利用从FFT部105输出的按每个子载波分离的信号与从 FFT部111输出的补偿用的频率信息来进行传送路径补偿。将这样进行传 送路径补偿后的数据通过解码部113进行解调、纠错等的解码处理，而得 到数据。将数据发送到上层等。
接着，说明外插部120的处理。图1中，将外插部120配置在乘法部 107和IFFT部109之间，但是只要是第1实施方式的情形，还可配置在导 频提取部106和乘法部107之间。另外，由于假定使用2个发送天线的 MIMO系统，所以传送路径估计部201估计2个天线各自的传送路径信息。 虽然图1中没有明确表示，但是通过准备2个(天线的数目)传送路径估 计部201，或在传送路径估计部201内，旋转天线数的环路(loop)，而 估计来自多个天线的传送路径。进一步，传送路径补偿部112、解码部113 中，需要进行与MIMO接收对应的动作，但是由于不影响本发明的内容， 所以省略说明。
如图1所示，外插部120具有插补信息生成部121与子载波插补部 122。插补信息生成部121从第1频率信息或第2频率信息的其中之一中 根据每个天线生成传送路径估计用OFDM符号时使用的不同己知信号的 组合来选择一部分信息，并使用所选出的信息生成插补没有分配信号的信 号频带的信息的插补频率信息。尤其，本实施方式中，从调制同一位置(子 载波号)的子载波的已知信号的组合中选择作为插补频率信息的基础的子 载波，并使用所选出的子载波的第1频率信息或第2频率信息来生成所述 插补频率信息。子载波插补部122将插补信息生成部121生成的插补频率 信息插补到第2频率信息中而算出第3频率信息。具体是，子载波插补部 122将插补频率信息加到第2频率信息中。
这里，表示本实施方式的外插部120的动作细节。图2表示对外插部120 (插补信息生成部121)的输入波形(第2频率信息)的一例。图2中，横轴表示FFT点，纵轴表示功率。传送路径估计部201输入从2个发送天线发送的传送路径估计用OFDM信号。图2中，为了进行滤波，而不使用FFT点的385到639，且零相当于DC (直流电位)，所以表示在通常的OFDM系统中没有使用的情况下的输入波形的一例。因此，图2中，为与使用FFT点为1到384的384个波与640到1023的384个波相应的位置上的子载波的系统(虽然为设置了 FFT点为i到384的384个波与640到1023的384个波的两个信号频带的系统，但是在进行实际传送的频率频带中以设置为DC的子载波为中心在上下频率中分布子载波)。
外插部120的插补信息生成部121估计FFT点为385到639的位于作为没有使用的FFT点的保护频带位置上的插补对象频带的子载波的至少一部分的频率响应来生成插补频率信息，子载波插补部122具有将估计出的子载波的频率响应(插补频率信息)插入到插补的子载波中的功能。本实施方式中，插补信息生成部121从实际存在信号的子载波中(信号频带的子载波中)估计FFT点(子载波号)与插补对象频带的FFT点(子载波)中，385或386、 638、 639等的位置相应的频率响应，但是作为一例，说明对外插的(插补的)子载波号为第385子载波来外插频率响应的情形。
外插最好在算出来自天线1的频率响应时，优选对外插子载波位置上的来自天线1的频率响应进行外插，同样在算出来自天线2的频率响应的情况下，最好对外插子载波位置上的来自天线2的频率响应进行外插。在下面的例子中，表示算出来自天线l的频率响应的情形。
首先，说明估计来自发送天线1的传送路径信息的处理。在导频复数共轭信号生成部108中，生成已知信号C的复数共轭信号C*= (cl Xe—Jei、c2Xe—jei、…、c768Xe—j01)。乘法部107中，对每个子载波的第1频率信息乘以复数共轭信号(T而算出第2频率信息。
若将来自发送天线1的子载波k上的实际频率响应设作f卜k、来自发送天线2的实际频率响应设作f2—k，则由于输入到外插部120的数据以ck=±1、 dk二土l为前提，所以若以来自天线l的频率响应为基准来考虑，则为f!-k十f2-kX^e2—61)或fU—f2.kX,e2—e"。对f2—k的运算是正数还是负数依赖于ck和dk，若ckXdk二l，则为正数，若ckXdk二一1，则为负数。这里，尤其对ei和e2没有必要进行限制，所以发送时若设作ei二e2，
则输入到外插部120的频率响应为f"k + f2-k或f卜k一f2-k。
图2表示对FFT点381到384的信号频带的子载波，因ck和dk的关 系，第381、 384子载波为f,-k+f2-k、第382、 383子载波为f卜k—f2—k的情 形。将所算出的各子载波的第2频率信息从乘法部107输入到插补信息生 成部121。插补信息生成部121判断利用了信号频带的哪个子载波(FFT 点)的第2频率信息来生成插补第385子载波的插补频率信息。
首先，假定传送路径的频率变动在信号频带整体中为差不多的环境 (传送路径的频率响应大致一定的环境)。该情况下，由于考虑各子载波 间的频率响应的变动少，所以考虑最好使用在信号频带内且尽可能接近插 补频带的少数子载波的频率响应，来估计插补的子载波的频率响应。这里， 说明使用第383、 384子载波的频率响应的情形。在设作为第383子载波 的第2频率信息的f卜38广f2-383为&—383 —f2—383=F383，设作为第384子载
波的第2频率信息的f卜384 + f卜384为f卜384 + f卜38^F384的情况下，在插
补信息生成部121中，将对第385外插的值f卜385作为(F383+F384) /2 算出，而生成插补频率信息。这里，由于假定为子载波位置383到385中， 频率变动为一定，所以这些子载波位置间的来自天线1的频率响应和来自 天线2的频率响应可以看作大致相同。并且，通过运算(F383+F384)， 还可仅提取来自天线1的频率响应。在载波插补部122中插补通过上述运 算算出的值。在估计来自天线2的频率响应时，通过运算(F383—F384) /2来进行同样的处理。
上述方法中限定为ckXdk^士l的情况来加以说明，但是在下面的例 子中，说明没有该限定的一般情况。在插补信息生成部121中，作为估计 来自2个天线各自的传送特性的方法可以使用联合方程式。例如若设来自 发送天线1的传送特性为Hl、来自发送天线2的传送特性为H2、子载波 1中的接收信号为Sl、子载波2中的接收信号为S2、在从发送天线1发 送时子载波l中使用的符号为Cll、子载波2中使用的符号为C12、从发 送天线2发送时使用的符号同样设作C21、 C22，则接收信号(S1S2)用 [数l]
18<formula>formula see original document page 19</formula>
表示，可以通过解出联合方程式，来求出传送特性H1、 H2。由该式(1)表示的联合方程式为了具有解，需要[数2]
<formula>formula see original document page 19</formula>(2〉
的矩阵是满秩矩阵。S卩，需要选择满足式(2)为满秩的子载波l、子载波2。
艮口，为算出第385子载波的来自天线1的频率响应，通过将第383、384子载波的频率响应代入到式(1)中，而可算出来自天线l (和2)的频率响应。在子载波插补部122中，通过将这里算出的值作为子载波385的频率响应来进行同值插补，从而可提高整体的传送路径估计精度。另外，若考虑频率变动，则还考虑进一步从第381、 382子载波算出频率响应，并从之前第383、 384子载波中算出的值中算出第385子载波的频率响应(1次近似等)这样的方法。
该矩阵和发送天线个数的关系在发送天线数是M个的情况下，生成最低MXM的矩阵，该矩阵为满秩是必要条件。本实施方式中，由于发送天线个数是2个，所以以2X2的矩阵为例来加以表示。
说明了在传送路径的频率变动差不多的环境下，插补信息生成部121使用与在实际的导频子载波位置上算出的来自各天线的频率响应相同的值(同值插补)来生成插补频率信息的情况，但是这里说明考虑频率响应变动的情形，而从信号频带内的多个子载波中估计进行插补的子载波的频率信息的情形。该方法是从实际上发送了导频的子载波的频率响应中通过1次近似等多图案算出外插频带的合成(所谓合成是指合成来自天线1和天线2的频率响应)频率响应，之后，从多个图案算出该子载波位置上的来自各天线的频率响应的方法。具体上，说明使用在各子载波的频率响应的(1、 Q)平面上表示的值来生成插补频率信息的情形。图3是在(1、 Q)
平面上表示图2中的子载波号381到384的频率响应的图，图3 (a)是子载波号381、图3 (b)是子载波号382、图3 (c)是子载波号383、图3(d)是子载波号384。图3中，将各个I一Q平面上的值设作(Xk、 Yk)(k是子载波号)。例如，插补信息生成部121为了估计第385频率响应(为生成第385子载波的插补频率信息)，而实施下面的顺序。
(11) 从ckXdk二l的子载波群中进行c385Xd385二l的情况下的子载波385频率响应(X385—、Y385一,)的估计。
(12) 从ckXdk—l的子载波群中进行c385Xd385- —1的情况下的子载波385频率响应(X385-2、 Y385-2)的估计。
(13) 从上述(11)与(12)中算出第385子载波的频率响应(X385、
Y385)。
若设用于插补位置上的合成频率响应的估计的子载波群为2个，则在(11)中使用子载波381、 384。若作为估计方法将使用相位平面状的线性插补的情况作为一例来加以说明，则插补信息生成部121可取得如下这种运算结果。
由于(ll)的结果，(X385—,、Y385—，)使用子载波381的频率响应(X如、Y381)和子载波384的频率响应(X384、 Y384)来通过1次近似来估计，所以为((4 XX384—X381) / 3、 (4XY384—Y381) /3)。
同样，若从(12)计算，贝U (X385—2、 Y385-2)为((3 XX383—X382)、
(3 X Y383 —Y〗82) ) o
作为(13)，作为第385频率响应外插的值为((X385—,+X385-2) /2、 (Y385—!+Y385一2) /2)，艮口， ( (4XX384+9XX383—6XX382—X381)、(4XY384 + 9XY383 — 6XY382—Y381))。
这样，根据本实施方式，在各个天线中，在接收通过不同的已知信号来调制各子载波而加以传送的传送用符号的情况下，通过根据调制了相同子载波号的子载波的已知信号的组合来选择插补的子载波的频率信息，从而可以使用根据从多个天线接收的载波的特性所选出的子载波的频率信息，来算出插补的频率信息。由此，可以减轻在时间逆扩展传送路径估计法中产生的失真。本实施方式中，仅处理了天线是2个的情况，但是也可用同样的方法 扩展到3个以上的情形。
上述中，说明了发送天线l，但是在算出从发送天线2发送的多载波 符号的频率响应时，导频复数共轭生成部108生成符号为Dk的复数共轭 信号，并通过外插部120用同样的方法来进行外插，从而可算出来自发送 天线2的频率响应。
进一步，本实施方式中，说明了同值插补与一次线性插补两个估计方 法的一例，但是并不限于上述的说明，还可考虑各种估计方法，而可在这 些中加以适用。
(第2实施方式) ' 第2实施方式中，说明在发送侧使用CI法来生成传送路径估计用 OFDM符号的情形。接收机100的结构与图1同样。CI法是例如通过符 号C生成传送路径估计用符号，并进一步通过在子载波间施加一定的相位 旋转来生成，但是通过使该相位旋转量在天线间变为不同的值，从而可进 行接收机的识別，传送路径估计的方法。这里，还将该相位旋转量看作符 号的一部分，看作在各发送天线上通过不同的符号生成了传送路径估计用 OFDM信号。
因此，在使用CI法的情况下，是指生成在各天线中使用的传送路径 估计用OFDM符号用的已知信号中，第1实施方式中的已知信号C、已知 信号D具有特定关系的情形。所谓特定关系是指是从已知信号C生成己 知信号D的符号，是在将已知信号C分配给子载波时，进一步通过在连 续子载波间提供一定的相位旋转而生成的符号的情形。本实施方式中，将 该相位旋转量设作兀，ck和dk为数3
Cf AV — LAV A e ( 3 )
的关系。(其中，jXj二一l)，即，天线1中使用的已知信号对符号c在 子载波间提供了 0的相位旋转，但是天线2中使用的已知信号对符号C在子载波间提供了7T的相位旋转量。
这里，说明使用了CI法的传送路径估计技术。下面为了使说明简便，
设发送天线为2个(发送天线1、发送天线2)。传送路径估计用OFDM
符号中所有的子载波作为传送路径估计用导频子载波使用，在发送接收机
间已知。
从发送天线1作为传送路径估计用OFDM符号，在发送接收机间将 已知信号C的构成要素ck (k是子载波数内的正整数)分配给所有的子载 波，而生成传送路径估计用OFDM符号加以发送。
从发送天线2，同样作为传送路径估计用OFDM符号，在发送接收机 间将已知信号D的构成要素dk分配给所有的子载波后，生成传送路径估 计用OFDM符号加以发送。其中，ck和dk有上述式(3)所示这种关系， 通过dk根据特定的规则来变换ck的信号，而变为所生成的码元。
接着，表示接收通过CI法生成的传送路径估计用OFDM符号，传送 路径估计部201估计传送路径的情况下的示意动作。
图4表示接收机100的IFFT部109输出波形的一例。表示从发送天 线1到接收天线的传送路径^151W^总数是3条(各自的延迟是tl、 t2、 t3)、从发送天线2到接收天线的传送路径上多径总数为4条(各自的延 迟是tl、 t2、 t3、 t4)的情况下的IFFT部109的波形，其中，tl到t4为IFFT 的时间分辨率的整数倍。图4中，横轴表示IFFT点(相当于延迟波形时 间)、纵轴表示功率。图4 (a)表示由导频复数共轭信号生成部108生成 的信号为ck的复数共轭信号的情形，图4 (b)表示该信号为dk的复数共 轭信号的情形，与图4 (a)相比替换了脉冲产生位置。
在IFFT点的总数是N的情况下，在离开N/2点的位置上观测来自 发送天线1的路径和来自发送天线2的路径的差。这是为了将dk相对ck 在相邻子载波间的相位旋转量设置为兀(参考式(3))。因此，在算出来 自发送天线l的传送路径的情况下，在噪声去除部110中，去除与来自发 送天线2的信号功率相应的脉冲，并通过FFT部111进行频率变换，而可 算出来自发送天线l的频率响应。同样，在算出来自发送天线2的传送路 径的情况下，在噪声去除部110中，去除与来自发送天线l的信号功率相 应的脉冲，并通过FFT部111进行频率变换，而可算出来自发送天线2的频率响应。
通过使这里所示的相位旋转量变化，即使发送天线是3个以上，也可
同样进行处理。例如，在使用4个天线的情况下，通过将子载波间的相位 旋转量相位构成要素ck设作0、兀/ 2、丌、3ti / 2，而可算出4种脉冲响应。 其中，需要由各多径造成的延迟波设计在不与其他脉冲群不重合的范围 中。
接着，说明本实施方式的外插部120的动作细节。本实施方式中，插 补信息生成部121使用根据提供给已知信号的相位差所选出的子载波的第 2频率信息来生成插补频率信息。图5是输入到本实施方式中的外插部120 的波形(第2频率信息)的一例。与图2不同的是由于在第1实施方式中，
符号没有关联性，所以由f卜k + f2-k的子载波与f卜k一f2-k的子载波通过符号
的组合(ck和dk的组合)来决定，但是本实施方式中，ck和dk为式(3)
所示的这种关系，所以f卜k + f2-k与f卜k —f2-k相隔1个子载波重复。
因此，在进行外插部120中进行外插的保护频带位置上的子载波的频 率响应的估计时，在子载波号是偶数的情况下，从实际接收的偶数子载波 进行估计，在奇数的情况下从奇数的子载波中进行估计。下面表示在外插 部120z中外插2个子载波(第385、 386子载波)的情况下的一例。
在某种程度的频带中几乎没有传送路径的频率变动的情况下(插补的 子载波附近的子载波中、传送路径变动少的情况下)，插补信息生成部121 对第385子载波通过同值差值383的值，对第386通过同值插补第384的 值就可以了。第l实施方式中，在对每个天线进行外插处理，而算出来自 发送天线1的频率响应时，取外插发送天线1的频率响应的方法，但是在 本实施方式中不需要，外插来自所有天线的合成的频率响应。简单说明该 理由。
外插的目的是在子载波数与FFT点数不同的情况下，在时间逆扩展传 送路径估计法中，防止由求出时间响应时的信号功率扩展所造成的频率响 应的失真。第1实施方式中，在进行与第2实施方式同样的估计的情况下， 减少外插造成的失真与干扰成分的增加引起的精度劣化造成的失真的增 加为折衷关系。因此，在求出来自发送天线l的频率响应，使得干扰成分 不增加时，仅外插与发送天线1的频率响应的估计值。另一方面，本实施方式中由于dk是根据式(3)从ck生成的符号， 所以可以通过IFFT部的输出来分离信号。进一步，若进行如本实施方式 所示这种外插，则由于来自算出频率响应的天线的信号成分，来自作为干 扰的天线的信号成分都对时间响应中的扩展减少作出了贡献，所以几乎没 有干扰成分的增加。因此，本实施方式中，使用如上这种外插手段。
接着，表示在频率频带中传送路径的频率变动缓慢的情形。该情况下， 通过从信号频带内的多个子载波来估计通过线性插补等的手段插补的子 载波的频率响应，可以提高精度。本实施方式中，表示了从实际接收的2 个子载波中线性插补的方法。在对第奇数个子载波进行外插的情况下，从 所接收的第奇数个子载波加以估计而进行外插，在对第偶数个子载波进行 外插的情况下，从所接收的第偶数个子载波进行估计而加以外插。
图6是说明插补的子载波选择的一例的图。图6中，H、表示对从天 线P发送的已知信号，对第Q个子载波(FFT点)的频率响应。Rq是第 Q个子载波的接收信号，该图中，信号频带(k —5到k的子载波)是实际 接收的信号，信号频带外(k+l之后的子载波)是在外插部120中外插的 信号。子载波k为信号频带端。表示在进行外插时，对子载波号k+l插 补使用k一l和k—3的频率响应算出的信息，对k+2插补使用k和k一2 的频率响应算出的信息，下面，对k+3之后也同样进行插补。详细在后 面描述插补的位置和生成插补用的信息的子载波位置的关系，但是使用的 天线个数和生成使用CI法的传送路径估计用OFDM符号时的相位旋转量 可以唯一确定。如图6所示，在天线为2个，相位旋转量为7i的情况下， 来自发送天线2的信号相隔一个子载波反转。因此，插补信息生成部121 使用相隔一个子载波的频率响应来生成插补频率信息。对于算出进行外插 的子载波位置上的合成频率响应的情形，与用同值插补表示的情形相同。
这里，作为例子表示l次的线性插补。具体上，表示在第385子载波 位置与第386子载波位置上进行外插的方法。图7在(1、 Q)平面表示图 5中的子载波号381到384的频率响应，图7 (a)是子载波号381、图7 (b)是子载波号382、图7 (c)是子载波号383、图7 (d)是子载波号 384。图7中，将各自的I一Q平面上的值设作(Xk、 Yk)。例如，插补信 息生成部121为了估计第385的频率响应，而实施下面的顺序。(21) 从第38K 383子载波群估计第385。
(22) 从第382、 384子载波群估计第386。 若与第l实施方式相比，则不存在第3步骤，但是如之前所示，即使
不估计外插位置上的来自各天线的传送路径，由于在IFFT后分离了脉冲， 所以可通过第2步之前的步骤来改善频带内的传送路径估计特性(可以仅 算出合成后的频率响应)。
由此，从上述(21)中，(X385、 Y385)使用(X381、 Y381)与(X383、 Y383)，而变为((2 XX383—X381 ) 、 (2XY383—Y381))。
同样，从上述(22)中，(X386、 Y386)为((2XX3S4—X382) 、 (2
XY384 —Y382) ) °
本实施方式中，作为估计方法描述了同值插补和一次线性插补2种方 法，但并不限于此，可以使用各种各样的估计方法。重要的是在算出外插 的频率响应时，根据基于CI法的旋转相位与发送天线数，来决定估计所 使用的子载波。
作为其他估计方法，有仅跟踪相位的方法。其是在插补第385之后的 奇数子载波时，将振幅设作与第383相同，使第381的相位与第383的相 位差与第383和第385的相位差相同，并在下面进行同样的处理的方法。
得到了进行插补的个数在传送路径的延迟分散小的情况下多、在大 的情况下少的很好特性。
进一步，如本实施方式2中所示，将l个符号作为基准，对于通过施 加相位旋转生成其他符号，而生成传送路径估计用OFDM信号的已知信 号的情况，若一般化怎样选择作为插补的频率信息的基础的子载波，则如
下这样。在可以用eg的整数倍来表示各天线的相位旋转量e的情况下，可
以如下这样来决定进行外插所用的子载波群。首先，将满足mXiegl二2n兀 (m、 n是自然数、问是e的绝对值)的最小的m设作LCM (LCM—A是 自然数)。在进行外插的位置上的子载波号为k的情况下，可以将距k离 开LCM_A的倍数的位置上所接收的子载波作为为进行外插所使用的子 载波。即，插补信息生成部121从以作为插补对象的子载波k为起点离开 LCM—A的倍数进行配置的子载波k±LCM—A、 k±2LCM—A…、中选 择频率信息，而估计子载波k的频率响应。进一步，为了使相位旋转量一般化，需要在各天线间施加的相位旋转
量的差6diff。因此，若设使用的天线数为M，则需要使用MX (M—l) / 2种相位旋转量差。
对于所有的相位旋转量差ediff，算出满足maXiediffj二2n兀(a、 diff是M X (M—l) /2以下的所有整数)的最小m。并且，若设所有m的最小 公倍数为LCM—B， LCM—B意味着波形的重复。即，插补信息生成部 121从以作为插补对象的子载波k为起点，相隔LCM—B的倍数配置的子 载波k土LCM一B、 k土2LCM—B…中选择频率信息，并估计子载波k的 频率响应。其中，若考虑频率响应的变动，则可以使用尽可能接近进行外 插的子载波的子载波。
通过如上这样进行外插，可以使用通过CI法所发送的传送路径估计 用OFDM符号来进行高精度的传送路径估计。
上述各实施方式中，在第1实施方式中外插的个数的例子表示了 1个、 在第2实施方式中作为外插的个数表示了 2个6W^7itm没有特别含义， 依赖于系统所使用的传送路径环境。作为传送路径估计用OFDM符号表 示了将所有子载波作为导频载波使用的情况，但是在相隔一定间隔来插入 的情况下还进行外插插补时，不仅考虑该间隔，还同样可进行高精度的传 送路径估计。
权利要求
1、一种接收机，其接收包含通过不同的已知信号调制后的子载波并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，估计来自所述各发送天线的传送路径，该接收机包括傅立叶变换部，其对所接收的传送路径估计用符号进行傅立叶变换，按每个子载波来计算第1频率信息；信号生成部，其生成用于对传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制的已知信号；除法部，其用所述已知信号的1个除以所述第1频率信息而算出第2频率信息；外插部，其根据所述第1频率信息或第2频率信息计算/插补没有发送子载波的位置上的来自所述发送天线的频率响应信息，而算出第3频率信息；和逆傅立叶变换部，其对所述第3频率信息进行逆傅立叶变换。
2、 根据权利要求1所述的接收机，其特征在于 所述外插部具有插补信息生成部，其根据对从所述多个天线发送的传送路径估计用符号的相同位置上的子载波进行调制后的已知信号的组合 来选择子载波，并生成使用所选出的子载波的频率信息来进行插补的频率{曰息。
3、 根据权利要求2所述的接收机，其特征在于所述插补信息生成部选择通过按照所述多个天线的每个而不同的已 知信号而生成的矩阵是满秩的子载波。
4、 一种接收机，其接收传送路径估计用符号，并估计来自所述各发 送天线的传送路径，其中该传送路径估计用符号包含通过在预定符号的各要素间对每个发送天线施加了不同的相位旋转量e而生成的不同的己知信号进行了调制的子载波，并从多个发送天线发送，该接收机包括傅立叶变换部，其对所接收的传送路径估计用符号进行傅立叶变换， 以计算每个子载波的第1频率信息；信号生成部，其生成用于对传送路径估计用符号含有的子载波进行调制的己知信号；除法部，其用所述已知信号的1个除以所述第1频率信息来计算第2频率信息；外插部，其根据所述第2频率信息，计算/插补在没有根据所述相位旋转量e发送子载波的位置上所合成的频率响应的信息，以生成第3频率信息；禾口逆傅立叶变换部，其对所述第3频率信息进行逆傅立叶变换。
5、 根据权利要求4所述的接收机，其特征在于 所述外插部具有插补信息生成部，对所有的不同的2个e计算差ediff，并根据ediff选择子载波，使用所选出的子载波的频率信息来生成插补的频率信息。
6、 根据权利要求5所述的接收机，其特征在于 所述插补信息生成部在按每个所述相位旋转量差ediff来计算满足mXlediff]二2mr的最小的m，并将所算出的m的最小公倍数设作LCM—B(LCM 一B是整数)的情况下，从以作为插补对象的子载波为起点而离开所述最 小公倍数LCM—B的倍数配置的子载波中选择频率信息，其中m、 n是自然数、问是e的绝对值。
7、 根据权利要求4所述的接收机，其特征在于所述外插部在所述相位旋转量e全部为eg的整数倍的情况下，将满足mXiegl二2n:i的最小m作为LCM—A (LCM—A是整数)算出，并从以作 为插补对象的子载波为起点而离开所述最小公倍数LCM—A的倍数进行 配置的子载波中选择频率信息，其中m、 n是自然数、问是e的绝对值。
8、 根据权利要求1或4所述的接收机，其特征在于 所述插补信息生成部选择接近作为插补对象的子载波的子载波的频率j曰息o
9、 一种频率信息估计方法，接收包含由不同的已知信号来调制的子 载波、并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，用于来自所述各发 送天线的传送路径的估计，对所接收的传送路径估计用符号进行傅立叶变换，从而按每个子载波 算出第1频率信息；用对传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制用的己知信号的1 个除以所述第1频率信息而算出第2频率信息；根据所述第1频率信息或第2频率信息，计算/插补没有发送子载波的 位置上的来自所述发送天线的频率响应信息，从而算出第3频率信息；对所述第3频率信息进行逆傅立叶变换。
10、 一种频率信息估计方法，接收包含通过在预定符号的各要素间对每个发送天线施加不同的相位旋转量e而生成的不同的已知信号来调制的子载波、并从多个发送天线发送的传送路径估计用符号，用于来自所述各 发送天线的传送路径的估计，对所接收的传送路径估计用符号进行傅立叶变换，从而算出每个子载 波的第1频率信息；用对传送路径估计用符号中含有的子载波进行调制用的已知信号的1个除以所述第1频率信息而算出第2频率信息；根据所述第2频率信息，计算/插补在没有根据所述相位旋转量9发送 子载波的位置上合成的频率响应的信息，从而生成第3频率信息；对所述第3频率信息进行逆傅立叶变换。
全文摘要
本发明所要解决的问题是在通过时间逆扩展传送路径估计法来估计传送路径时，抑制通过去除噪声等产生的频率响应的算出结果的失真。其解决方案为一种接收机(100)，包括傅立叶变换包含由多个天线每个为不同的已知信号来调制的子载波的传送路径估计用符号，而算出第一频率信息的傅立叶变换部(105)，将多个已知符号的复数数共役信号乘以第一频率信息而算出各子载波的第二频率信息的乘法部(107)，根据多个已知符号，从第二频率信息中选择一部分的信息，并使用所选出的信息来生成插补子载波的插补频率信息的插补信息生成部(121)、将插补频率信息插入第二频率信息而算出第三频率信息的子载波插补部(122)与逆傅立叶变换第三的频率信息的逆傅立叶变换部(109)。
文档编号H04J11/00GK101467372SQ20078002116
公开日2009年6月24日 申请日期2007年6月7日 优先权日2006年6月7日
发明者浜口泰弘, 藤晋平, 难波秀夫 申请人:夏普株式会社