无线接收机的利记博彩app

专利名称：无线接收机的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及无线接收机，它对高频信号进行离散时间性采样，并且离散 时间性地处理后级。
背景技术：
为了实现无线接收机的小型低能耗以及模拟信号处理单元和数字信号 处理单元的一体化，公开了直接对高频信号离散时间性地进行采样，并离散 时间性地处理后级的结构(比如非专利文献1 )。由此，还可期^f寺减轻以往的 连续时间的模拟处理中的设计复杂度。
以下，利用图1说明一例以往使用了离散时间性处理的无线接收机的结 构以及动作。
由天线IO接收到的模拟RF信号在低噪声放大单元(LNA) 20中被放 大。该放大后的模拟RF信号在离散时间性变频处理单元30中，被变换为低 频信号，并被变换为离散时间性的模拟信号。此时，对用来决定离散时间间 隔的采样速率进行变换，以使其降低到在后级也能进行充分的处理。
具体而言，在采样混频器31中，通过对由本机频率振荡单元40提供的 具有频率fL。的频率的本机信号与由低噪声放大单元20输出的信号进行混 频，接收模拟RF信号的频率被变换，同时连续时间性的信号被变换为离散 时间性的信号。
对在此得到的离散时间性的信号而言，虽然为与本机频率fLo等效的采 样速率，但是如果直接使用则对后级的处理的负担较大。于是，在抽取 (decimation )处理单元32中，通过进行采样值的抽取，也就是进行稀疏， 降低采样速率。另外，虽然未图示，在前级去除因抽取产生的混叠失真的影 响是不言而喻的。
然后，在A/D (模拟/数字)变换处理单元50中，经抽取而变换为f①/N 的采样速率的离散时间模拟信号以fu/N的采样速率被量化，变换为数字值。 通过后级的数字接收处理单元60对该数字信号进行解调和解码处理等规定的接收处理，并作为接收数据输出。这样，通过将接收到的模拟RF信号变换为离散时间性信号而进行离散 时间信号处理，能够适用数字信号处理性的设计方法，使以往对模拟电路单 元要求的复杂度得到緩和，能够实现设计的容易度和小型化。另外，图1所示的无线接收机表示了通常的结构例，根据所适用的无线通信系统的要求规格，也有在低噪声放大单元20的前级插入滤波器，或者 在A/D变换处理单元50适用增量-总和(△ Z )型的A/D变换处理单元的情 况。另外，在非专利文献1中，公开了在相当于抽取处理单元32的处理单 元中，具有基于离散时间性的电荷移动的滤波效果的结构。[非专利文南大1 ] R.B.Staszewski等、"All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth Radio in 130n-nm CMOS",正EE Journal of Solid-State Circuits, VOL.39, NO. 12, December 2004 (第2284 ~ 2287页、图12 ~图16 )发明内容本发明需要解决的问题但是，上述的以往技术具有以下所示的问题。也就是说，将具备图l所示那样的、进行以往的离散时间性处理的结构 的无线接收机适用于信道频带较宽的系统时，根据所接收的信道频率，由离 散时间性变频处理单元30输出的离散时间性信号的采样速率会发生变化。 严密地说，相当依赖于变频时所使用的本机频率，由离散时间性变频处理单 元30输出的离散时间性信号的采样速率发生变化。这里，々￡设图1所示的无线接收机作为电^L用UHF (超高频)频带的广 播信号的接收系统而适用，所述电视用UHF频带的接收信道频率为 470MHz ~ 770MHz。然后，假设将接收信号直接变频为基带(所谓的Zero-IF 频带)，抽取处理单元32中的抽取率N固定为1/32而使用。此时，在接收信道频率为473MHz时所得的采样速率为14.78125MHz, 而在接收信道频率为767MHz时所得的采样速率为23.96875MHz。这样，在 所得的采样速率根据接收信道频率发生变化的情况下，需要在后级的A/D变 换处理单元50中也对应其。比如，在A/D变换处理单元50中，需要使量化 采样的速率配合根据接收信道频率发生变化的采样速率而进行采样。或者，不依赖于接收信道频率而使量化采样速率不变，则需要在A/D变换处理单元50的前级或者后级进行滤波处理，以便去除由于与所输入的离散时间性信号的采样速率的不匹配而产生的混叠失真分量。而且，像非专利文献1所公开的那样，在相当于抽取处理单元32的处 理单元得到滤波效果的结构的情况下，该滤波的频率响应特性为以进行离散 时间性处理的采样速率作为基准的特性，因此滤波的频率响应特性根据所接 收的信道频率也发生变化。其结果，可能对相对于接收频带外的干扰波的截 止特性以及频带内的接收信号频语造成影响。但是，在非专利文献l中并未 公开任何针对这样的问题的对策。本发明的目的在于提供无线接收机，该无线接收机具备通过离散时间性处理系统适用于接收信道频带较宽的系统时的接收特性。 用于解决课题的手段本发明的无线接收机采用的结构包括离散时间性变频单元，利用本机 频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频和稀疏处理，而输出 基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；模拟/数字变换处理单元， 将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字信号；频率响应 特性校正处理单元，生成基于所述采样速率的抽头(tap)系数值；以及数字 滤波处理单元，利用所述抽头系数值，对所述接收数字信号进行数字滤波处 理。发明的效果根据本发明，能够提供无线接收机，该无线接收机具备通过离散时间性 变频获得与本机频率对应的采样速率的信号的接收处理系统，提高将该接收 处理系统适用于接收信道频带较宽的系统时的接收特性。


图l是表示现有的无线接收机的结构的方框图。图2是表示本发明实施方式1的无线接收机的结构的方框图。图4是表示实施方式2的无线接收机的结构的方框图。图5是用于说明图4的离散时间性变频处理单元中的频率响应特性以及校正滤波处理单元的频率响应特性;艮正处理的图。
图6是表示实施方式3的无线接收机的结构的方框图。
图7是用于说明图6的离散时间性变频处理单元中的、基于抽取率的频
率响应特性的变化的图。
图8是用于说明图6的校正滤波处理单元的频率响应特性校正处理的图。
具体实施例方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在实施方式中， 对相同的结构要素附加相同的标号，并省略其说明以免重复。 (实施方式1)
在本实施方式中，说明以下的结构以及动作例，也即在进行离散时间性 处理的接收系统中，利用有关本机频率的信息，基于根据接收信道频率变化
处理的情况下的结构以及动作例。
图2是表示本实施方式的无线接收机100的结构的方框图。无线接收机
IOO接收以载波频率fRF所发送的数字调制信号，对其进行规定的解调处理，
并输出所得到的接收比特数据。该无线接收机100由以下单元构成天线 110、低噪声放大单元(LNA) 120、离散时间性变频处理单元130、本机频 率振荡单元140、 A/D变换处理单元150、数字接收处理单元160以及控制 单元170。
天线110接收通过电波传播路径以载波频率fpF发送的信号，并输出到
低噪声放大单元120。
低噪声放大单元120放大所输入的高频信号并将其输出。 离散时间性变频处理单元130对所输入的载波频带的数字调制信号进行 离散时间性变频处理而将其变换为低频信号，并且降低采样速率而输出。该 离散时间性变频处理单元130比如像图2所示那样由采样混频器131和抽取 处理单元132构成。
采样混频器131将载波频带的接收信号与本机频率振荡信号离散时间性 地混合而进行变频。该采样混频器131比如由FET (场效应管)开关构成， 根据本机振荡频率信号对所述载波频带的接收信号进行切换(switching),由此进行变频。
抽取处理单元132通过对离散时间性的输入信号进行稀疏处理，降低采 样速率并输出。在本实施方式中，作为一例说明假设速率变换为所输入的采 样速率的1/128的情况。
另外，在本实施方式中，电路处理单元因为不是限定本发明的部件所以 没有图示，但是既可以将这些处理单元插入到结构要素之间，也可以采取在
抽取处理单元132中进行滤波处理的结构，所述电路处理单元进行用于去除
变频时产生的高谐波分量和采样速率变换时产生的混叠失真的滤波处理。另
外，对于进行变频的离散时间性变频处理单元130而言，既可以采用通过将
载波频率fRF和本机振荡频率fu)设定为大致相等而变换为基带，也即所谓的
Zero-IF输出的结构，也可以采用将载波频率fRp和本机振荡频率flo设定为 具有相当于规定的频率fff的差，并输出低频带的中频(Low-IF)的结构。 在实施方式中，Wi设Zero-IF输出的情况而进行说明。
本机频率振荡单元140基于来自控制单元170的振荡频率控制信号，输 出本机振荡频率flo的本机振荡频率信号。本机频率振荡单元140进而将采 样频率fu)/N的采样频率信号输出到A/D变换处理单元150。
元130的信号量化为数字值，并输出量化后的接收数字调制信号。这里，A/D 变换处理单元150通过由本机频率振荡单元140提供的采样频率fu)/N,对 由离散时间性变频处理单元130输出的低频信号进行量化。
数字接收处理单元160对来自A/D变换处理单元150的接收数字调制信 号进行规定的接收处理，并将得到的接收比特数据输出。该数字接收处理单 元160至少包括信道选择滤波处理单元161和频率响应特性校正处理单元 162。另外，在本实施方式中，对于原本在数字接收处理单元中的规定的解 调处理单元和编解码处理单元，因为对发明的本质没有影响，所以其图示和 说明从略，在写明这些处理的情况下，比如在信道选择滤波处理单元161的 后级设置这些处理单元即可。
外提供的抽头系数数据的积和运算处理。信道选择滤波处理单元161通过积 和运算处理进行信道选择，也就是进行为了只使应当接收的调制信号的带宽 通过、而去除频带外的频率分量的数字滤波处理。然后信道选择滤波处理单元161将得到的结果输出到数字接收处理单元160中的后级的处理单元。在
本实施方式中，f支设信道选择滤波处理单元161进行有限脉沖响应型(FIR 型)的滤波处理。
频率响应特性校正处理单元162基于来自控制单元170的'有关本机振 荡频率的信息，决定信道选择滤波处理单元161所使用的抽头系数的值，并 输出到信道选择滤波处理单元161。
具体而言，频率响应特性校正处理单元162由基准滤波特性存储单元 163、频率响应特性缩放(scaling)处理单元164以及抽头系数生成单元165 构成。
基准滤波特性存储单元163存储在信道选择滤波处理单元161进行的信 道选择滤波处理的'作为频率响应特性的基准的特性数据，。该基准滤波特 性存储单元163比如由非易失性存储器构成。其中，在后面论述'作为频率 响应特性的基准的特性数据'的细节。
频率响应特性缩放处理单元164基于'有关本机振荡频率的信息，，对 与在基准滤波特性存储单元163中所存储的特性数据对应的基准频率响应特 性进行校正处理，并将校正后的频率响应特性的数据输出。后面论述该校正 处理的细节。
率响应特性的数据变换为有关脉沖响应特性的数据，并生成用于信道选择滤 波处理单元161中的滤波处理的抽头系数值。该抽头系数生成单元165比如 由进行傅立叶逆变换处理的运算处理单元构成。
控制单元170将振荡频率控制信号输出到控制本机频率振荡单元140, 用于对控制本机频率振荡单元140进行控制，使其生成与接收信道频率对应 的本机振荡频率信号。而且，控制单元170将上述的'有关本机振荡频率的 信息'提供给数字接收处理单元160。另外，在本实施方式中，作为一例， 假设被分配600MHz ~ 800MHz的接收信道频带的系统，并为了简化说明，
假设其最高信道频率fch一m狄为800MHZ，最低信道频率feh一min为600MHZ,调
制信号带宽为± 800KHz的情况。
以下说明关于如上述那样构成，本机振荡频率的设定根据所接收的信道 频率发生变化，并在A/D变换处理单元150中的釆样速率fs与其对应地发 生变化那样的、无线接收机100的后级的数字接收处理单元160中，基于采样速率的滤波频率响应的自适应的校正控制的动作。
滤波处理的频率响应特性H, (f)被存储在频率响应特性校正处理单元
162中的基准滤波特性存储单元163中，所述滤波处理为，在分配给系统的
信道频率中接收最高信道频率fch—max( 800MHZ)的信号，在离散时间性变频
处理单元130中变频为Zero-IF频带后，抽取为1/128，并以6.25MHz的采 样速率进行A/D变换处理的情况下，使大致与信道频率带宽相同的± 800KHz的带宽通过的滤波处理。在本实施方式中，作为H, (f)的一例，假 设其为7阶巴特沃思(Butterworth)特性的频率响应特性，贝'j H, (f)可以 表示为(式1 )那样。
(式l)
其中，fo为3dB截止频率，在本实施方式中相当于800KHz。若将对(式 1 )中的f以及f。使用采样频率f;进行了归一化的结果分别设为f，以及f0，， 则可以表示为(式2 )以及(式3 )那样。
(—/、/2/2) (式2)
/ '—/。/— 800V — 1/ (式3 )
Jo 一 /, — /800M — /1000 、 A 乂
然后，若将(式1 )以使用采样频率&进行了归一化的频率f，来表示， 则可以表示为(式4)那样。
W)卜T^1 "7 (-0.50.5) (式4)
Vl + {l000x/}
图3中，扩大并图示了以(式1 )表示的频率响应特性中的、通过带宽 附近的部分。在该图中，实线表示着对于最高信道频率的接收信号的频率响 应特性。在本实施方式中，因为由(式1 )表示的频率响应特性是以采样频 率为最高信道频率800MHz的情况为前提的频率响应特性，所以假设将(式 1)直接适用于接收信道频率为600MHz的情况，则采样速率fs为600/128 =4.6875MHz。因此，如果直^^妄将(式1 )的频率响应特性适用于滤波处理， 则成为图3中的虚线所示的频率响应特性，即成为调制信号频带的一部分被删除的特性。于是，在频率响应特性缩放处理单元164,基于'有关本机振荡频率的 信息，，对与在基准滤波特性存储单元163中所存储的特性数据对应的基准 频率响应特性进行校正处理。具体而言，在频率响应特性缩放处理单元164，利用由控制单元170提 供的有关本机振荡频率f;的信息，对在基准滤波特性存储单元163中所存储 的相当于(式4)的频率响应特性进行校正。也就是说，计算如(式5)所 示的校正频率特性d (f，)。<formula>formula see original document page 11</formula>(式5 )其中，fs表示接收信道频率为fjt的由抽取处理单元132输出的信号的采样速率，fs腿表示接收信道频率为最高信道频率的800MHz时的同样的采 样速率。而且，如果考虑离散时间性变频处理单元130中的变频为Zero-IF 方式，接收信道频率为fn,抽取处理单元132中的抽取比为1/128,则(式5 ) 中的fs以及fSmax分别表示为(式6 )以及(式7 )那样。<formula>formula see original document page 11</formula> (式6)<formula>formula see original document page 11</formula> (式7)在抽头系数生成单元165中，频率响应特性C1 (f，)通过傅立叶逆变 换处理变换为脉冲响应特性，所述频率响应特性Cl (f')是在频率响应特 性缩放处理单元164中利用(式5 )校正后的频率响应特性。抽头系数生成 单元165提供所得到的脉冲响应特性，作为在信道选择滤波处理单元161中 的FIR滤波处理所使用的抽头系数。这样，在频率响应特性校正处理单元162中，利用'有关本机振荡频率的信息，对频率响应特性进行校正，并利用得到的抽头系数进行数字滤波处理，由此不依赖于因接收信道而异的采样频率(在上述例子中为600MHz和800MHz)，而以大致不变的频率响应特性(图3的实线)进行信道选择滤波处理。如上所述，根据本发明的结构以及动作，在具有采样速率根据接收信道 频率而变化的离散时间性变频处理单元130的无线接收机100中，利用有关 本机振荡频率的信息，将作为基准的频率响应特性在频率轴上进行缩放处 理，进而生成滤波处理的抽头系数，并利用其进行滤波处理，由此能够与基滤波处理，从而能够减轻调制信号频带分量的不必要的削减的影响。其结果， 能够改善接收特性，从而能够实现可适用到信道频带较宽的系统的无线接收 机。另外，在本实施方式的无线接收机100中采用下述结构本机频率振荡 单元140所生成的有关本机振荡信号的频率的信息，从控制单元170提供给 数字接收处理单元160。但是，本发明并不仅限于此，比如也可以采用从本 机频率振荡单元140提供给数字接收处理单元160的结构。另外，虽然在本实施方式中，采用利用有关本机振荡频率的信息进行频 率响应特性的缩放;艮正的结构，但是不一定仅限于此，只要是本质上可估计 根据接收信道频率而变化的离散时间性变频处理单元输出部分的采样速率 即可。总而言之，在数字接收处理单元160中，可根据离散时间性变频处理 单元输出部分的采样速率，进行频率响应特性的缩放校正即可。因此，在接 收信道频率与本机振荡频率之间的关系为设计上已知的无线装置结构的情 况下，也可以采用比如利用有关接收信道频率的中心频率值或者信道号码等 信息来取代有关本机振荡频率的信息的结构。另外，在本实施方式中，采用了以下结构，即在基准滤波特性存储单元 163中，预先存储无线接收机100以最高信道频率接收时所需的滤波器的频 率响应特性作为基准数据，而通过频率缩放校正来求以比其低的信道频率接 收时所需的频率响应特性。但是本发明不一定仅限于此，也可以比如采用以 下结构，即在基准滤波特性存储单元163中，预先存储反而以最低信道频率 接收时所需的频率响应特性作为基准数据，而通过频率缩放校正来求以比其 高的信道频率接收时所需的频率响应特性。而且，还可以采用以下结构，即 预先将以相当于信道频带的中心的信道频率接收时作为基准数据存储，而根 据接收信道频率进行缩放校正。总而言之，只要是在基准滤波特性存储单元 163中存储与基准频率(比如上述最高信道频率)相对应的频率响应特性作为基准数据，并可以根据接收信道频率进行缩放校正即可。这样，根据实施方式l，无线接收机100中设置离散时间性变频处理 单元130,利用本机频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频 和稀疏处理，而输出基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；A/D 变换单元150,将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字 信号；信道选择滤波处理单元161，利用抽头系数值，对所述接收数字信号 进行数字滤波处理；以及频率响应特性校正处理单元162，生成基于所述采 样速率的所述抽头系数。由此，因为利用基于采样速率的抽头系数进行数字滤波处理，即使采样 速率根据接收信号的接收信道频率发生变动时，也能够进行大致不变的频率 响应特性的滤波处理，从而能够减轻调制信号频带分量的不必要的削减的影 响。其结果，能够改善接收特性，从而能够实现可适用到信道频带较宽的系 统的无线4妻收才几。频率响应特性校正处理单元162还包括基准滤波特性存储单元163， 存储与基准频率对应的频率响应特性；频率响应特性缩放处理单元164,基 于与所述采样速率对应的所述本机频率的信息，对与基准滤波特性存储单元 163所存储的基准频率对应的频率响应特性进行频率方向的缩放(scale)的 校正；以及抽头系数生成单元165，将所述校正后的频率响应特性变换为脉 冲响应，进而生成数字滤波用的抽头系数值。(实施方式2)在本实施方式中，说明以下的结构以及动作例，即通过离散时间性处理 进行变频时具有滤波效果，考虑由该滤波效果产生的频率响应特性的、基于 接收信道频率的变动，利用有关本机振荡频率的信息，在数字接收处理单元图4是表示本实施方式的无线接收机200的结构的图。在无线接收机200 中，对与图2所示的无线接收机100的结构相同的结构以及进行动作的部分 附加了相同的标号，并对它们的说明从略。在无线接收机200中，与无线接 收机100不同的结构以及进行动作的部分为在离散时间性变频处理单元 210中的抽取处理单元211、以及数字接收处理单元220中的校正滤波处理 单元221和频率响应特性校正处理单元222。另外，在本实施方式中，与实施方式1的情况同样地假设被分配600MHz ~ 800MHz的接收信道频带的系统，并为了简化说明， -假设其最高 信道频率为800MHz,最低信道频率为600MHz，调制信号带宽为± 500KHz 的情况。抽取处理单元211与图2中的抽取处理单元132同样地通过对离散时间 性的输入信号进行稀疏处理，降低采样速率并输出。抽取处理单元211还具 有在该抽取处理时去除高频分量的滤波效果。作为具有该滤波效果的结构，比如存在非专利文献1所公开的结构以及 方法，而其具体的结构并不对本发明的本质产生影响。在本实施方式中，作为该滤波效果的一例，假设获得如图5所示那样的 频率响应特性。在该图中，以实线所示的特性，表示接收信道频率为最高信 道频率的800MHz时所得的特性，以虚线所示的特性，表示接收信道频率为 最低信道频率的600MHz时所得的特性。这样，在通过离散时间性信号处理 进行变频和基于抽取进行采样速率变换的情况下，在最后级所得的采样速率 和滤波的频率响应特性根据接收信道频率发生变化。供的抽头系数值的数字滤波处理，对由A/D变换处理单元150提供的接收数 字调制信号，进行在离散时间性变频处理单元210中的滤波的频率响应特性 的校正。后面论述该频率响应特性的校正的细节。频率响应特性校正处理单元222基于由控制单元170提供的有关本机频 率的信息来决定在校正滤波处理单元221使用的抽头系数的值，并将其输出 到校正滤波处理单元221。具体而言，频率响应特性校正处理单元222由基准校正特性存储单元 223、频率响应特性缩;改处理单元224以及抽头系数生成单元225构成。基准校正特性存储单元223存储作为在校正滤波处理单元221进行的、存储单元223比如由非易失性存储器构成。另外，后面论述该校正特性数据 的细节。频率响应特性缩放处理单元224基于有关本机振荡频率的信息，对在基 准校正特性存储单元223中所存储的校正特性数据进行缩放校正处理，并将 校正后的频率响应特性的数据输出。后面论述该缩放校正处理的细节。抽头系数生成单元225将来自频率响应特性缩放处理单元224的有关校正频率特性的数据变换为脉沖响应特性，并生成用于滤波处理的抽头系数值。该^由头系数生成单元225比如由进行傅立叶逆变换处理的运算处理单元构成。以下说明在上述那样构成的、无线接收机200中的后级的数字接收处理 单元220中，基于采样速率的频率响应特性的校正处理动作。频率响应特性C2 (f)被存储在频率响应特性校正处理单元222中的基 准校正特性存储单元223中，所述频率响应特性C2 (f)为，在分配给系统 的信道频率中接收最高信道频率fch,x (800MHz)的信号，在离散时间性变 频处理单元210中变频为Zero-IF频带后，抽取为1/128,并以6.25MHz的 采样速率进行A/D变换处理的情况下，用于校正由于抽取处理单元211中的 滤波效果而衰减的信道频率带宽内，也就是500KHz以下的频带的增益的频 率响应特性。若将在抽取处理单元211中所得的滤波效果的频率响应特性表示为H2 (f)，则C2 (f)可以表示为(式8)那样。<formula>formula see original document page 15</formula>其中，fc为调制信号的通过带宽，在本实施方式中相当于500KHz。 若将(式8)以使用采样频率f;进行了归一化的频率f，来表示，则可 以表示为(式9)那样。-^ (-1/1600S/ <+l/1600jC2(/)=""" (式9) 1 (-0.5 W <-1/1600, +1/1600 W <+0.5)在基准校正特性存储单元223中存储有像(式8)那样对于以最大信道 频率接收了的信号的校正特性作为基准数据。图5为扩大并图示无线接收机200的抽取处理单元211的滤波效果和数 字接收处理单元220的频率特性校正效果的频率响应特性中的、调制信号频 带附近的特性。在该图中，实线为以最高接收信道频率800MHz接收时的抽 取处理单元211的滤波效果的频率响应特性，虚线为以最低接收信道频率600MHz接收时的抽取处理单元211的滤波效果的频率响应特性。
而且，在图5中的标注黑圆圈( )的曲线为对以最高信道频率接收并 进行变频，进而抽取处理后的信号，进行了以(式9)表示的频率校正时所 得的校正后的频率特性。如该图所示，被校正为相当于调制带宽的500KHz 为止的增益特性变得平坦，也就是在相当于调制带宽的500KHz为止获得大 致不变的增益。
另一方面，若对以最低信道频率的600MHz接收并进行了变频和抽取处 理的信号，直接进行以(式9)表示的频率校正，则由于采样速率的不同， 无法取得在抽取处理单元211的频率响应特性与在数字接收处理单元220的 校正特性的匹配性,从而无法得到整个调制带宽的增益平坦化的校正特征。 因此，在频率响应特性缩;故处理单元224中，对(式9)的频率特性进行缩 放校正。
在频率响应特性缩;故处理单元224,利用由控制单元170提供的有关本 机振荡频率的信息，对在基准校正特性存储单元223中所存储的相当于(式 9)的频率响应特性进行缩放校正。也就是说，计算以(式IO)表示的校正 频率特性C， 2 (f，)。
<formula>formula see original document page 16</formula>在抽头系数生成单元225，基于在频率响应特性缩放处理单元224中像 (式l)那样校正后的频率响应特性，通过傅立叶逆变换处理变换为脉沖响 应特性，并将得到的脉沖响应特性作为用于校正滤波处理单元221的FIR滤 波处理的抽头系数而提供。
这样，在频率响应特性校正处理单元222中，利用有关本机振荡频率的 信息对频率响应特性进行校正，并利用得到的抽头系数进行数字滤波处理， 由此不依赖于因接收信道而异的采样频率(在上述例子中为600MHz和 800MHz)，而像图5的标注圆圈(〇)的曲线的特性那样地进行频率特性的 校正处理。也就是说，被校正为不依赖于因接收信道而异的采样频率(在上述例子中为600MHz和800MHz),相当于调制带宽的500KHz为止的增益 特性变得平坦，也就是在相当于调制带宽的500KHz为止获得大致不变的增益。
如上所述，根据本发明的结构以及动作，在具有采样速率根据接收信道 频率变化的离散时间性变频处理单元210的无线接收机200中，利用有关本 机振荡频率的信息，将作为基准的频率响应特性在频率轴上进行缩放处理， 进而生成滤波处理的抽头系数，并利用其进行滤波处理，由此能够与基于接 收信道频率的采样速率的变化无关地进行在调制带宽为止获得大致不变的 增益的频率响应特性的滤波处理，从而能够减轻调制信号频带分量的不必要 的削减的影响。其结果，能够改善接收特性，从而能够实现可适用到信道频 带较宽的系统的无线接收机。
另外，虽然在本实施方式，说明了在校正滤波处理单元221，进行根据 接收信道频率发生变化的频率响应特性的缩放校正时的结构以及动作。但 是，并不只限于此，本发明还可以适用于在数字接收处理单元220中进行采 样速率变换的情况。比如，在将原来以fs = Nx Af的采样速率输入的信号变 换为fs， =NxM/Lx Af的采样速率的情况下，数字接收处理单元220为了 去除混叠失真的影响，进行在fs， ， =NxMx Af的频率空间上具有用于去 除混叠失真的频率响应特性那样的滤波处理。进一步地，数字接收处理单元
校正处理，能够在进行采样速率变换的同时，不依赖于接收信道频率地进行 调制频带内的增益特性的校正。另外，本发明并不由采样速率变换滤波器的 具体的结构而限定。
另外，校正滤波处理单元221不一定只限于调制信号频带内的增益校正 和采样速率变换的目的，比如也可以进行校正以使调制信号频带外的信号更 力口衰减。
而且，与实施方式l同样地，有关本机振荡信号的频率的信号的提供源 并不限于控制单元170。而且，在数字接收处理单元220中，可根据离散时 间性变频处理单元输出部分的采样速率，对频率响应特性进行校正即可。另 外，关于预先在基准校正特性存储单元223中所存储的、作为校正滤波处理
的频率，无需一定为最高信道频率，总而言之，只要将与基准频率(比如上述最高信道频率)对应的校正特性数据预先存储在基准校正特性存储单元 223作为基准数据，并根据接收信道频率可进行缩放校正即可。
这样，根据实施方式2，无线接收机200中设置离散时间性变频处理 单元210，利用本机频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频 和稀疏处理，而输出基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；A/D 变换单元150,将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字 信号；校正滤波处理单元221,利用抽头系数值，对所述接收数字信号进行 数字滤波处理；以及频率响应特性校正处理单元222,生成基于所述采样速 率的所述抽头系数值。
频率响应特性校正处理单元222包括基准校正特性存储单元223，存 储与基准频率对应的频率响应特性；频率响应特性缩放处理单元224,基于 与所述采样速率对应的所述本机频率的信息，对与基准校正特性存储单元 223所存储的基准频率对应的频率响应特性进行频率方向的缩放的一交正；以 及抽头系数生成单元225，将所述校正后的频率响应特性变换为脉沖响应， 进而生成数字滤波用的抽头系数值。离散时间性变频处理单元210具有抽取 处理时的滤波功能；基准校正特性存储单元223存储使增益大致不变的频率 响应校正特性，所述增益为使用与所述基准频率对应的所述本机频率所得 的、所述接收数字信号的调制带宽内的增益；在所述本机频率与所述基准频 率不等时，频率响应特性缩放处理单元224校正所述频率响应校正特性，以 使利用该本机频率所得的所述接收数字信号的调制带宽内的增益大致不变；
系数值进行校正滤波处理。
由此，离散时间性变频处理单元210在变频时具有滤波效果的结构中， 即使根据接收信号的接收信道频率，基于离散时间性变频处理单元210的滤 波效果的频率响应特性发生变动，也校正频率响应校正特性，以使利用本机 频率所得的接收数字信号的调制带宽内的增益大致不变，并使用基于校正后 的频率响应校正特性的抽头系数进行校正滤波处理，因此能够与基于接收信 道频率的采样速率的变化无关地进行可在调制带宽为止获得大致不变的增 益的频率响应特性的滤波处理，从而能够减轻调制信号频带分量的不必要的 削减的影响。其结果，能够改善接收特性，从而能够实现可适用到信道频带 较宽的系统的无线接收机。(实施方式3)
在本实施方式，说明在实施方式2举例说明了的无线接收机的结构中， 进一步使接收信道频带为宽范围的情况下的结构以及动作例。
图6是表示本实施方式的无线接收机300的结构的图。在无线接收机300 中，对与图4所示的无线接收机200的结构相同的结构以及进行动作的部分 附加相同的标号，并对它们的说明从略。在无线接收才几300中，与无线接收 机200不同的结构以及进行动作的部分为在离散时间性变频处理单元310 中的抽取处理单元311、凌史字接收处理单元320中的频率响应特性4交正处理 单元321、以及控制单元330。
另夕卜，在本实施方式中，假设被分配400MHz 800MHz的接收信道频 带，并对应与实施方式2的情况相比还低200MHz的信道频带的系统。而且， 为了简化说明，假设其最高信道频率为800MHz、最低信道频率为400MHz、 调制信号带宽为± 500KHz的情形。
抽取处理单元311与图4中的抽取处理单元211同样地通过对离散时间 性的输入信号进行稀疏处理，降低采样速率而输出，同时还具有在抽取处理 时去除高频分量的滤波效杲。抽取处理单元311还能够根据来自控制单元 330的抽取率控制信号，改变稀疏处理的比率。假设上述滤波的频率特性伴 随该抽取率的改变也改变，比如，^i殳接收信道频率为400MHz,将抽取率 切换为1/128或1/64时，各个频率响应特性像图7中的实线和虚线所示的那 样变化。
频率响应特性校正处理单元321基本上为与实施方式2的频率响应特性 校正处理单元222同样的结构以及进行同样动作的单元，不同之处在于根据 上述抽取处理单元311的抽取率，切换频率响应特性的缩放处理内容。因此， 频率响应特性校正处理单元321具有与图4的结构不同的基准校正特性存储 单元322和频率响应特性缩放处理单元323。
在基准校正特性存储单元322中，与图4的基准校正特性存储单元223 不同之处在于，采用与在离散时间性变频处理单元310中切换的抽取率对应， 预先存储多个基准校正特性数据，并根据需要读出的结构。
在频率响应特性缩;故处理单元323中，与图4的频率响应特性缩放处理 单元224的不同之处在于，从基准校正特性存储单元322读出与上述抽取率 对应的基准校正特性数据，进而进行规定的频率缩放校正处理，在后面论述动作的细节。
在控制单元330中，与图4的控制单元170的不同之处在于，输出用于 控制抽取处理单元311的抽取率的控制信号。
在下面说明在如上那样构成的无线接收装置300中，与实施方式2不同 的动作的部分。
在控制单元330中，根据无线接收机300应当对应的接收信道频率，将 规定的控制信号输出到本机频率振荡单元140,同时根据信道频率输出用于 改变抽取处理单元311的抽取率的控制信号。
具体而言，在接收信道频率为600MHz以上且800MHz以下时，控制单 元330进行控制，以使抽取处理单元311的抽取率与实施方式1以及2的情 形同样地设定为1/128。相对于此，在接收信道频率为400MHz以上且低于 600MHz时，因为如果将抽取率仍然设定为1/128,则像在图7以实线所示 那样，抽取处理单元311的调制信号频带的频率分量的衰减量会增加，所以 控制单元330进行控制，将抽取率切换为1/64，以使像图7的虛线所示那样 降低调制信号频带内的频率分量的衰减量。
在频率响应特性缩放处理单元323中，基于由控制单元330提供的有关 本机频率的信息，在4妾收信道频率为600MHz且以上800MHz以下的情况下， 从基准校正特性存储单元322读出抽取率为1/128时的基准校正特性数据C2 (f，)，与实施方式2的情况同样地进行频率特性的缩放校正。
另 一方面，在接收信道频率为400MHz以上且低于600MHz的情况下， 在频率响应特性缩放处理单元323中，从基准校正特性存储单元322读出抽 取率为1/64时的基准校正特性数据C3 ( f，)，进行像(式11)所示那样的 缩放校正处理。另外，在本实施方式中，假设接收信道频率为600MHz时的 频率响应特性被作为基准而使用。<formula>formula see original document page 20</formula>其中，H3 (f，)表示抽取率为1/64时的抽取处理单元311的频率响应 特性。另外，在抽取率为1/64时，因为在调制信号频带外的频域中未足够地 确保衰减量(参照图7)，所以为了确保更大的衰减量，施加校正以便衰减量成为与抽取率为1/128时的频率响应特性等效的衰减量。
在频率响应特性缩放处理单元323中，对上述那样读出的相当于(式9 ) 的校正特性数据，进行基于可用(式12)表示那样的频率缩放的校正，并将 得到的校正频率响应特性输出到抽头系数生成单元225。
<formula>formula see original document page 21</formula>1
(式12)
其后，抽头系数生成单元225和校正滤波处理单元221的处理内容与在 实施方式2说明了的处理内容同样。
这样，在接收400MHz以上且低于600MHz的信道频带的情况下，通过 进行基于(式12)的频率缩放校正，比如在接收400MHz的信道频率的信 号的情况下，对于图8的以实线所示那样的频率响应特性，获得标注方块(□) 的曲线所示那样的校正效果。
如上所述，根据本发明的结构以及动作，根据在抽取处理单元311中设 定的抽取率，能够进行更加适当的频率响应特性的校正，从而能够实现对具 有更宽频带的接收信道带宽的系统也可适用的无线接收机。
另外，在本实施方式中，以(式ll)所示那样地施加校正，以使在调制 信号频域外得到与其它的抽取率的情况下所得的衰减量等效的特性。但是， 本发明不一定只限于此。比如，对于调制信号频带外的频域，也可以进行校 正以确保更大的衰减量。进一步地，在抽取率为1/128时，也可以同样地进 行校正以便在调制频带外的频域确保更大的衰减量。也就是说，也可以在实 施方式2中的(式7)所示的基准校正特性中，在调制信号频带外未施加校 正的频域，确保更大的衰减量。
另外，虽然在本实施方式中，以在抽取处理单元311设定的抽取率根据 接收信道频率唯一地被决定的情形为前提进行了说明，但是本发明并不仅限
抽取率的结构，此时通过在频率响应特性缩放处理单元323进行所属技术领域的技术人员可容易类推的变更来对应，这是不言而喻的。
这样，根据实施方式3，无线接收机300中设置离散时间性变频处理 单元310,利用本机频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频 和稀疏处理，而输出基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；A/D 变换单元150,将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字 信号；校正滤波处理单元22，利用抽头系数值，对所述接收数字信号进行 数字滤波处理；以及频率响应特性校正处理单元321,生成基于所述釆样速 率的所述抽头系数值。
频率响应特性校正处理单元321包括基准校正特性存储单元322,存 储与基准频率对应的频率响应特性；频率响应特性缩放处理单元323,基于 与所述采样速率对应的所述本机频率的信息，对与基准校正特性存储单元
及抽头系数生成单元225,将所述校正后的频率响应特性变换为脉冲响应， 进而生成数字滤波用的抽头系数值。离散时间性变频处理单元310具有抽取
响应特性，所述增益为利用与所述基准频率以及有关所示离散时间性变频单 元中的各个抽取率的信息对应的本机频率所得的、所述接收数字信号的调制 带宽内的增益；在所述本机频率与所述基准频率不等时，频率响应特性缩放 处理单元323校正所述频率响应校正特性，以使利用该本机频率以及与该本 机频率对应的抽取率所得的所述接收数字信号的调制带宽内的增益大致不 变；校正滤波处理单元221使用基于所述校正后的频率响应校正特性的所述 抽头系数值进行校正滤波处理。
由此，离散时间性变频处理单元310在变频时具有滤波效果，而且根据 接收信号的接收信道频率改变抽取率的结构中，即使根据接收信号的接收信 道频率，离散时间性变频处理单元310的频率响应特性发生变动，也校正频
接收数字信号的调制带宽内的增益大致不变，并使用基于校正后的频率响应 校正特性的抽头系数进行校正滤波处理，因此能够与基于接收信道频率的采 样速率的变化无关地进行可在调制带宽为止获得大致不变的增益的频率响 应特性的滤波处理，从而能够减轻调制信号频带分量的不必要的削减的影 响。其结果，能够改善接收特性，从而能够实现可适用到信道频带较宽的系统的无线4妄收才几。
无线接收机300还包括本机频率振荡单元140，生成所述本机频率信 号；以及控制单元330，根据所述接收信号的信道频率控制所述本机频率， 并且与该本机频率的控制定时相匹配地控制离散时间性变频单元310中的抽 取率。
2005年12月1日提交的特愿2005-348414的日本专利申请中所包含的 说明书、附图以及说明书摘要的内容全都援用于本发明。 工业实用性
本发明的无线接收机具备通过离散时间性变频获得与本机频率对应的 采样速率的信号的接收处理系统，作为提高将该接收处理系统适用于接收信 道频带较宽的系统时的接收特性的装置很有用。
权利要求
1.一种无线接收机，包括离散时间性变频单元，利用本机频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频和稀疏处理，而输出基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；模拟/数字变换处理单元，将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字信号；频率响应特性校正处理单元，生成基于所述采样速率的抽头系数值；以及数字滤波处理单元，利用所述抽头系数值，对所述接收数字信号进行数字滤波处理。
2. 如权利要求1所述的无线接收机，其中，所述频率响应特性校正处理 单元包括存储单元，存储与基准频率对应的频率响应特性；频率响应特性缩放处理单元，基于与所述采样速率对应的所述本机频率 的信息，对与所述存储单元所存储的基准频率对应的频率响应特性校正频率 方向的缩;故；以及抽头系数生成单元，将所述校正后的频率响应特性变换为脉沖响应，进 而生成数字滤波用的抽头系数值。
3. 如权利要求2所述的无线接收机，其中，所述离散时间性变频单元具有抽取处理时的滤波功能， 所述存储单元存储使增益大致不变的频率响应校正特性，所述增益为利用与所述基准频率对应的所述本机频率所得的所述接收数字信号的调制带宽内的增益，在所述本机频率与所述基准频率不等时，所述频率响应特性缩放处理单 元对所述频率响应校正特性进行校正，以使利用该本机频率所得的所述接收 数字信号的调制带宽内的增益大致不变，所述数字滤波处理单元利用基于所述校正后的频率响应校正特性的所 述抽头系数值进行校正滤波处理。
4. 如权利要求2所述的无线接收机，其中，权利要求书第2/2页所述离散时间性变频单元具有抽取处理时的滤波功能，所述存储单元存储使增益大致不变的频率响应校正特性，所述增益为， 利用与所述基准频率以及有关所述离散时间性变频单元中的各个抽取率的 信息对应的本机频率所得的所述接收数字信号的调制带宽内的增益，在所述本机频率与所述基准频率不等时，所述频率响应特性缩放处理单 元对所述频率响应校正特性进行校正，以使利用该本机频率以及与该本机频 率对应的抽取率所得的所述接收数字信号的调制带宽内的增益大致不变，述抽头系数值进行校正滤波处理。
5.如权利要求1所述的无线接收机，其中，还包括 本机频率振荡单元，生成所述本机频率信号；以及 控制单元，根据所述接收信号的信道频率控制所述本机频率，并且与该 本机频率的控制定时相匹配地控制离散时间性变频单元中的抽取率。
全文摘要
公开了无线接收机，该无线接收机具备通过离散时间性变频获得与本机频率对应的采样速率的信号的接收处理系统，提高将该接收处理系统适用于接收信道频带较宽的系统时的接收特性。该无线接收机(100)中设置离散时间性变频处理单元(130)，利用本机频率信号对接收信号离散时间性地进行采样并进行变频和稀疏处理，而输出基于本机频率的采样速率的离散时间性模拟信号；A/D变换单元(150)，将所述离散时间性模拟信号量化为数字值，而输出接收数字信号；信道选择滤波处理单元(161)，利用抽头系数值，对所述接收数字信号进行数字滤波处理；以及频率响应特性校正处理单元(162)，生成基于所述采样速率的所述抽头系数。
文档编号H04B1/26GK101322320SQ20068004497
公开日2008年12月10日 申请日期2006年11月21日 优先权日2005年12月1日
发明者安倍克明, 宫野谦太郎, 松冈昭彦 申请人:松下电器产业株式会社