专利名称：分集合成方法以及分集型接收装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及将利用数字多进制调制方式所调制的数据信号序列进行分集 接收的技术。
背景技术：
在设定于汽车的视频接收机或者移动电话机等中，为了即使在移动过程 中也稳定地接收地面广播波，大多采用分集接收方式。
作为分集接收方式，提出了如下方式空间分集方式、时间分集方式、 频率分集方式、极化分集方式等。通常，在改善地面广播波的接收特性的目 的等中，为了有效地利用有限的频率资源，大多采用通过变更接收端的接收 方式而可以实现的空间分集方式。
例如，在移动的汽车内接收模拟电视广播的情况下，空间分集接收方式 已被实用化，该方式为在汽车上设定多个天线，从所获得的多个接收信号当 中选择接收信号电平最大的输入信号。
但是，目前，在世界的很多地区，正在推进广播的数字化。例如，在曰 本和欧洲，作为地面数据视频广播方式，采用正交频分复用(以下，成为OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing ))传输方式。
另外，进行OFDM调制所发送的发送数据被进行基于例如MPEG2等信 息编码方式的信息源编码。
并且，在信号的接收时，通过进行纠错处理来提高接收容错性。进而， 通过将载波调制方式变更为抗差错更强的调制方式，也能够提高容错性。例
的调制方式变更为所谓16QAM的调制方式，进行传输的信号的信息速率虽 然降低，但是能够提高信号的抗噪声性能。
因此，在汽车内等，在移动中收看上述数字视频广播的情况下，与以往 的模拟电视广播相比，能够收看到障碍少的影像和声音。
另外，日本地面数字视频广播的传输方式的详细内容记载于作为社团法 人电波产业会的标准规格的"地上亍3夕^亍Lxtf、:；3少放送(D伝送方式(地面数
字视频广播的传输方式)"、ARIB STD-B31 1.1版第2章8页"ISDB-T方式 CO概要(ISDB-T方式的概要)"第2 9行(以下称为"非专利文献r)。
进而，通过对经过上述OFDM调制的信号应用空间分集接收方式，能够 降低移动接收时的故障的发生频度。
作为空间分集接收方式的一例，提出了对OFDM调制信号的每个OFDM 载波进行信号的选择或者合成的方式。这是使用多个天线接收信号，对所获 得的多个接收信号的每一个接收信号单独地进行A/D变换、同步检波、FFT 运算，直到解调处理。其结果，对于由多个天线接收的各个信号，生成由多 个OFDM载波所构成的信号。并且，对于各个OFDM载波，从由多个天线 接收的信号当中选择一个最合适的信号来利用，或者对于各个OFDM载波， 将多个天线接收的信号进行合成来利用中的其中 一种方法。
在上述的说明内，在选择一个最合适的信号的情况下，例如可以将OFDM 载波的功率作为选择基准。即，比较每个OFDM载波的功率量，选择一个值 最大的信号。
另外，在对信号进行合成的情况下，对于每个OFDM载波，对于已得到 的多个信号计算加权量，根据从加权量计算出的比率而将信号相加。此时， 如果采用对应于每个OFDM载波的功率量的比率进行加权的、所谓最大比合 成分集接收方式的方法，就能够最大地降低对信号的噪声量，因此，接收特 性的改善效果很高。关于最大比合成分集接收方式，记载于D.G.Brennan "Linear diversity combining techniques" Proc.IRE、 471075-1102、 June-1959 (以 下称为"非专利文献2"。
另夕卜，在上述的说明中，说明了对于所获得的多个OFDM信号，对每个 OFDM载进行信号的波选择或者合成的方法，但是，也提出了在A/D变换之 前的阶段将信号合成的空间分集接收技术。该技术例如记载于特开 2001-156689号公报(以下称为"专利文献1")。
但是，如前所述，在采用对于已得到的多个接收信号的每一个接收信号， 进行A/D变换、周期检波、FFT运算，直到进行了解调处理之后，将信号加 权合成的方法的情况下，解调处理为止的信号质量越高，就越能够提高加权 合成后的信号质量。例如，作为在解调处理的过程中提高信号质量的技术， 公知特开2004-96703号公报(以下称为"专利文献2")的技术。在专利文献
2中，使用OFDM调制信号中所包含的分散导频信号来估计传输路径特性， 并使用其结果所获得的传输路径特性来计算接收信号点。通过将对该接收信 号点的信息进行了硬判定的结果反馈给传输路径特性的计算单元，从而提高 传输路径的估计精度。
更详细来说，在对分散导频信号进行插补处理而估计传输路径特性H， 并将FFT运算后的接收信号Y用传输路径特性H进行复数除法后，在进行硬 判定得到映射向量X之后，将接收信号Y用X进行复数除法从而得到传输 路径特性H'。并且，用判定为可靠性较高的传输路径特性H，替换先前计算 出的传输路径特性H,并进行插补处理以及复数除法，还原映射向量X，。
如上述那样，为了提高OFDM调制信号的接收特性，采用如下的分集接 收方式有效，即利用多个天线接收多个信号，分别将多个接收信号解调，将 获得的与天线的根数相应量的解调信号以OFDM载波为单位进行选择或者加 权合成。这是由于，通过利用多个信号，在从某一天线解调后的信号中所欠 缺的信息有可能包含在从其它天线解调的信号当中。
另外，在将所获得的多个OFDM信号分别单独地进行了解调之后，在以 OFDM载波为单位选择或者加权合成的分集接收方式当中，对于各个信号单 独地进行到解调处理为止。在解调处理时，将对OFDM信号进行变频后得到 的复数信号除以另外估计出的传输^4圣特性，并计算编码点。
此时，在传输路径特性中有可能产生估计误差，在用包含了误差的传输 路径特性进行了除法运算的结果所获得的编码点的信息当中也产生误差。在 以往的分集接收方式中，通过获得多个包含了误差的编码点的信息，进行选 择或者合成，从而相互抵消误差，从而要提高计算编码点的精度。
但是，在专利文献2所记载的技术中，在接收信号点大大偏离发送编码 点的情况下，导致对与原来的发送编码点不同的编码点进行硬判定的结果等， 在各解调单元中的接收特性的提高、进而作为分集接收的性能提高上有限度。
发明内容
本发明的分集型接收装置在对多个接收到的信号进行合成后，对接收信 号进行硬判定，并基于该硬判定结果再次计算传输路径特性。接着，对于多 个接收信号的各个接收信号，使用硬判定结果和接收信号的信息，再次计算 传输路径特性。并且，使用再次计算出的传输路径特性，对将接收信号进行
了除法运算后的结果进行合成，并对合成后的信号进行解交织处理和纠错处 理并输出。
通过上述处理，对信号进行一次合成，从而在多个信号间相互地补充接 收信号的信息，并基于该结果再次计算传输路径特性，由此，可以提高各个 解调单元的解调性能。并且，通过提高各个解调处理单元中的解调性能，并 对各结果进行合成，从而可以极大提高解调性能。
图1是表示本发明的实施方式1中的分集型接收装置的结构的方框图。
图2是表示本发明的实施方式1中的解调单元的结构的方框图。
图3是表示本发明的实施方式1中的OFDM信号以16QAM调制信号进 行载波调制时的发送信号的映射规则的例子的图。
图4是表示在本发明的实施方式1中，信号才艮据图3所示的映射规则被 发送时的、发送信号和从第l合成单元所得到的复数信号的例子的图。
图5是表示本发明的实施方式1中的传输路径重估计单元的结构的方框图。
图6是表示本发明的实施方式2中的分集型接收装置的结构的方框图。 图7是表示本发明的实施方式2中的传输路径重估计单元的结构的方框图。
图8A是说明本发明的实施方式2中的校正单元进行的校正前的信号振 幅的状态的图。
图8B是说明本发明的实施方式2中的校正单元进行的校正后的信号振 幅的状态的图。
图9是表示本发明的实施方式3中的分集型接收装置的结构的方框图。 图10是说明本发明的实施方式3中的信号的流向的图。 图11是表示本发明的实施方式4中的分集型接收装置的结构的方框图。 图12是表示本发明的实施方式4中的发送信号的映射点、和作为合成结 果所得到的接收信号的信号点的例子的图。
图13是用于说明本发明的实施方式4中的可靠性判定方法的例子的图。 图14是表示本发明的实施方式5中的分集型接收装置的结构的方框图。 标号说明
101a, 101b 天线单元 102a, 102b调谐器单元 103a, 103b A/D变换单元 104a， 104b 正交一全波单元 105a, 105b 变频单元 106a， 106b 解调单元
107 第1合成单元
108 硬判定单元
109a, 109b 传输路径重估计单元
110 第2合成单元
111 解交织器单元
112 解映射单元
113比特解交织器单元
114 纠错单元
115 第1合成单元
116a, 116b 传输路径重估计单元
117 合成单元
118 第1合成单元 201a SP信号提取单元 202a SP信号发生单元 203a 第1复数除法运算单元 204a 插补单元
205a 延迟单元 206a 第2复数除法运算单元 207a 第3复数除法运算单元 208a 频率轴滤波器单元 209a 第4复数除法运算单元 210a 校正单元
具体实施方式
(实施方式1 )
使用图1 图5说明用于实现本发明的实施方式1中的分集接收方法的装 置的结构例。图1是表示本发明的实施方式1中的分集型接收装置的结构的
方框图。在图1中，本实施方式1中的分集型接收装置包括天线单元101a、 101b,调谐器单元102a、 102b, A/D变换单元103a、 103b，正交检波单元 104a、 104b，变频单元105a、 105b，解调单元106a、 106b,第1合成单元107, 硬判定单元108，传输路径重估计单元109a、 109b，第2合成单元110，解交 织器单元lll,解映射单元112,比特解交织器单元113,以及作为纠错单元 的114。这里，天线单元101a和天线单元101b相互之间的设置位置或者特性 当中至少其中一方面不同。
在本实施方式l中，以分别具备两系统的从天线单元到解调单元、以及 传输路径重估计单元的结构为例进行说明。但是，例如可以是如具备四系统 的从天线单元到解调单元以及传输路径重估计单元的结构这样，将从天线单 元到解调单元以及传输路径重估计单元的个数增加到2以上的结构。
以下，以接收其接收信号根据日本的地面数字广播标准进行OFDM调制 后的信号的分集接收装置为例来说明动作。
天线单元101a将从广播台发送的广播电波变换成电信号而输出。调谐器 单元102a从由天线单元101a所得到的信号当中提取特定的频带的信号，并 变换成基带或者特定频带的信号。A/D变换单元103a将从调谐器单元102a 得到的模拟信号变换成数字信号。正交检波单元104a进行OFDM传输信号 的检波，计算发送信号和解调单元所具有的频率基准信号之间的频率误差而 进行校正。而且，计算频率OFDM码元期间和保护间隔期间，并输出OFDM 码元期间的信号。进而，还判定OFDM传输信号的传输模式和保护间隔期间 的长度。
变频单元105a将从正交纟佥波单元104a所得到的OFDM码元期间的时域 的信号例如利用FFT运算处理变换到频域的信号。解调单元106a将已插入在 OFDM信号中的 TMCC ( Transmission and Multplexing Configuration and Control)信号进行解调，得到OFDM传输信号的各种参数信息。进而，解调 单元106a使用解调后的OFDM传输信号的各种参数信息等来估计接收信号 的传输路径特性，并基于接收信号，向所发送的信号进行解调处理。
使用图2详细地说明传输路径特性的估计方法和解调处理方法。图2是 表示本发明的实施方式1中的解调单元106a的结构的方框图。在图2中，解
调单元106a由SP信号提取单元201a、 SP信号发生单元202a、第1复数除 法运算单元203a、插补单元204a、延迟单元205a、第2复数除法运算单元 206a构成。而且，传输J各径重估计单元109a以及第1合成单元107与图1 中的传输路径重估计单元109a以及第1合成单元107相同。
SP信号提取单元201a从由变频单元105a所获得的频域的信号当中、提 耳又OFDM信号中在频率以及时间方向上、以一定间隔配置的分散导频 (scattered pilot )信号(以后简记为SP信号)。SP信号发生单元202a生成SP 信号的基准信号作为包含已知的振幅和相位的基准导频信号。
第1复数除法运算单元203a将由SP信号提耳又单元201a提耳又的SP信号 用SP信号发生单元202a产生的基准导频信号进行复数除法。通过该复数除 法，存在SP信号的OFDM载波的传输路径特性作为振幅和相位的偏移程度 被计算，从第1复数除法运算单元203a被输出。
插补单元204a使用从上述的复数除法结果得到的传输路径特性，在时间 轴方向以及频率轴方向对接收的信号进行插补而输出，同时计算所有的 OFDM载波的传输路径特性的估计值Ha并输出。这是由于在OFDM信号中， SP信号在频率轴以及时间轴的方向上被离散地配置。该传输路径特性的估计 值的信息Ha从插补单元204a对第2复数除法运算单元206a以及第1合成单 元107输出。
延迟单元205a对从变频单元105a得到的频域的信号提供延迟。这是因 为，要将伴随第1复数除法运算单元203a以及第2插补单元204a的处理的 时间差消除。另外，延迟单元205a对第2复数除法运算单元206a、以及传输 路径重估计单元109a输出已被延迟的接收信号的信息Ya。
第2复数除法运算单元206a将从延迟单元205a输出的接收信号的信息 Ya用从插补单元204a所输出的传输路径特性的估计值的信息Ha进行复数除 法运算。该复数除法运算结果的复数信号Xa被输出到第1合成单元107。
如上那样，解调单元106a从OFDM信号中所插入的TMCC信息得到 OFDM传输信号的各种参数，同时输出将接收到的OFDM信号的传播路径的 传输路径特性的估计值的信息Ha、接收信号的信息Ya、以及将接收信号的 信息Ya表示的接收信号点除以传输路径特性的估计值的信息Ha得到的结果 的信息(复数信号)Xa。
在图l中，关于从调谐器单元102b到解调单元106b的结构，由于进行与对从调谐器单元102a到解调单元106a已经说明的动作相同的动作，所以 省略说明。另外，作为与解调单元106a的各个信号Ha、 Ya、 Xa相当的信号， 从解调单元106b输出Hb、 Yb、 Xb。
接着，说明第1合成单元107的动作。第1合成单元107从解调单元106a 以及106b分别输入复数信号Xa、Xb。另夕卜，包含着复数信号Xa、Xb的OFDM 载波的功率信息和振幅信息与复数信号Xa、 Xb —并被输入。
并且，第1合成单元107进行从解调单元106a以及106b得到的复数信 号Xa、 Xb的合成。在复数信号的合成时，从解调单元106a以及106b所输 入的复数信号Xa、 Xb的定时有可能不一致。因此，根据需要将各个复数信 号Xa、 Xb暂时存储在存储器单元等中，之后，同时取出，从而使定时一致。 这样一来，相同的码元期间和相同的OFDM载波中所包含的信号之间会进行 复数信号的合成。
在信号的合成时，使用从解调单元106a以及106b所输入的传输路径特 性的估计值的信息Ha、 Hb,基于包含复数信号Xa、 Xb的OFDM载波的功 率信息和振幅信息，进行加权处理，从而进行信号的加法运算。其结果，能 够提高接收性能。另外，所述的功率信息和振幅信息可以为被进行量化后的值。
例如，对于某一OFDM载波，在从解调单元106a、 106b得到的复数信 号Xa、 Xb各自的OFDM载波功率的比为2比1 (在复数信号Xa的功率大于 复数信号Xb的功率的情况下)的情况下，在对从解调单元106a得到的复数 信号Xa乘以2/3、对从解调单元106b得到的复数信号Xb成以1/3之后，将
两个卩言号相加。
硬判定单元108对从第1合成单元107得到的合成后的复数信号进行硬 判定。所谓硬判定是指，将距接收信号点最近的映射点判定为发送信号点。 参照图3、图4说明该硬判定的情况。图3是表示本发明的实施方式1中的 OFDM信号被以16QAM调制信号进行载波调制时的发送信号的映射规则的 例子的图。另外，图4是表示按照图3所示的映射规则发送信号时的、发送 信号和从第1合成单元107得到的复数信号的例子的图。
在图4中，将16QAM调制信号的映射点以0表示，将发送信号点用 表示，将从第1合成单元107得到的复数信号的信号点以x表示。接收到的
OFDM信号中，大多是或在调谐器单元102a、 102b等中混入噪声，或在传输
路径的估计中产生误差。因此，在多数情况下，发送信号点和通过从天线单
元101a、 101b到第1合成单元107得到的复数信号的信号点不一致，在这两 个信号点间产生图4所示这样的误差(偏差)。根据噪声量和传输路径估计误 差量，发送信号点和从合成单元所得到的复数信号点的距离变化。硬判定单 元108将离接收信号点最近的映射点判定为发送信号点，并将离由第l合成 单元107计算的复数信号表示的信号点最近的映射点的信息Xmix输出到传 输路径重估计单元109a以及10%。
传输路径重估计单元109a、 109b使用从解调单元106a、 106b得到的接 收信号的信息Ya、 Yb表示的信号点、和从硬判定单元108得到的合成后的 信号点的信息Xmix，对传输路径进行重估计。对于该重估计动作，以下详细 进行说明。
图5是表示本发明的实施方式1中的传输路径重估计单元109a的结构的 方框图。在图5中，传输路径重估计单元109a由第3复数除法运算单元207a、 频率轴滤波器单元208a、和第4复数除法运算单元209a构成。另外，解调单 元106a、硬判定单元108、第2合成单元110与图1中的解调单元106a、硬 判定单元108、第2合成单元110相同。
第3复数除法运算单元207a将从解调单元106a得到的接收信号的信息 Ya表示的信号点的复数信号用从硬判定单元108得到的合成后的信号点的复 数信号Xmix进行复数除法运算。其结果，对各个OFDM载波计算传输路径 特性H，a，输出到频率轴滤波器208a。另夕卜，对于SP信号所包含的载波，由 于发送信号点为已知，所以既可以利用该已知的值重新进行复数除法运算， 也可以利用图2的第1复数除法运算单元的输出。
频率轴滤波器单元208a对于由第3复数除法运算单元207a作为复数信 号所输入的传输路径特性H，a，实施滤波处理。使用的滤波器例如为低通滤 波器。频率轴滤波器单元208a将滤波器处理结果的复数信号H，，a作为传输路 径特性的重估计结果，对第4复数除法运算单元209a和第2合成单元110输 出。
第4复数除法运算单元209a将从解调单元106a所输入的接收信号的信 息Ya表示的信号点用从频率轴滤波器单元208a得到的传输路径特性的重估 计结果H"a进行复数除法运算，并输出除法运算结果的复数信号X，a。此时， 接收信号的信息Ya表示的信号点和传输路径特性的重估计结果H"a由于是同 一 OFDM载波的，因此需要另行进行定时调整等。
如上这样，传输4^径重估计单元109a将由第4复数除法运算单元209a 计算的复数除法运算结果(将接收信号复数除以传输路径特性的结果)的复 数信号X，a对第2合成单元110输出。另外，同时对第2合成单元IIO还输 出由频率轴滤波器单元208a进行滤波处理的结果H"a (传输路径特性的重估 计结果)。而且，由频率轴滤波器单元208a计算的复数信号的传输路径特性 的重估计结果H"a表示传输路径的传递函数。因此，也可以将作为复数所得 到的传递函数预先变换成功率或者振幅的信息，进而在进行量化后，输出到 第2合成单元110。
关于传输路径重估计单元109b的结构以及动作，由于与传输路径重估计 单元109a完全相同，所以省略说明。另外，作为与由传输路径重估计单元109a 生成的复数信号H'a、 H，，a、 X，a相当的信号，在传输路径重估计单元109b 中生成H，b、 H"b、 X，b。
返回到图1，说明第2合成单元110的动作。第2合成单元110与第1 合成单元107 —样，从传输路径重估计单元109a以及109b分别输入复数信 号X，a、 X，b。另外，同时输入包含复数信号X'a、 X，b的OFDM载波的功率 信息和振幅信息。使用这些信息，第2合成单元110进行从传输路径重估计 单元109a以及109b得到的复数信号X，a、 X，b的合成。与第1合成单元107 同样，第2合成单元110在合成复数信号X，a、 X，b时，使用从解调单元106a 以及106b输入的传输路径特性的重估计结果H，，a、 H，，b，基于复数信号X，a、 X，b所包含的OFDM载波的功率信息和振幅信息，进行加权处理，从而进行 信号的相加运算。其结果，可以提高接收性能。另外，功率信息和振幅信息 可以是进行量化的值。
解交织器单元111将从第2合成单元110得到的复数信号在频率以及时 间方向上进行排列变换。排列变换的方法被预先规定，基于在发送侧实施的 排列变换来进行。解映射单元112基于从解交织器单元111得到的复数信号 具有的信息，还原4皮发送的比特数据。该还原基于解交织器单元111输出的 复数信号的振幅、以及相位的信息，根据包含复数信号的OFDM载波的调制、 解调的方式来进行。
比特数据的还原假定被分配给离接收信号点最近的映射点的码串为发送 码串来进行。例如，在接收到的OFDM信号以16QAM调制进行了载波调制 的情况下，根据图3所示那样的规则来进行比特数据的还原。16QAM解调后 的信号可以是每一载波具有4比特的信息，并且如果是被进行了 64QAM解 调的信号，则每一载波可以具有6比特的信息。
在求离接收信号点最近的映射点、还原发送码串时，可以同时计算还原 后的比特数据的可靠性值来利用。这被称之为"软判定"。可靠性值是考虑接 收信号点处于离映射点何种程度的位置来计算。进而，可以将根据信号所包 含的OFDM载波的功率对接收信号点和映射点的距离信息校正后的值作为可 靠性值。
例如，在接收信号点和映射点之间的距离较短的情况下，如果接收信号 包含的OFDM载波的功率弱，则容易受到接收信号中所包含的噪声的影响。 此时，在与实际的发送点不同的映射点的附近存在接收点的危险性变高。因 此，以包含接收信号的OFDM载波的功率进行校正是有效的。在这种情况下， 最好是OFDM载波的功率信息由传输路径重估计单元109a以及109b预先计
接着，比特解交织器单元113进行解映射单元112的输出比特数据的排 列变换。排列变换的方法被预先规定，以将在发送侧所实施的排列变换还原 的方法来进行。纠错单元114使用从比特解交织器单元113所输入的比特数 据串、和各比特数据的可靠性值进行纠错。此时，多数采用所谓维特比译码 的纠错方法，进而大多组合里德-索洛蒙(Reed solomon )纠错码，但并不限 定于此，只要是使用了所述可靠性值的纠错，哪种方法都可以。通过以上的 结构，能够基于接收到的OFDM信号来还原数字信号串。
在本实施方式1中，关于从天线单元101a、 101b到解调单元106a、 106b、 以及传输路径重估计单元109a、 10%具有两系统的结构进行了说明，但是即 使在从天线单元到解调单元、以及传输路径重估计单元具有三系统以上的情 况下也可以应用本发明。另外，如第1合成单元107和第2合成单元110这 样，还可以使进行同样的处理的装置共用。
如上那样，在将由多个天线接收到的信号分别解调后而进行合成的分集
接收方法中，可以极大提高接收性能。即，基于对合成后的接收信号进行硬 判定的结果，对于多个接收信号的每一个接收信号，使用硬判定结果和接收 信号的信息来再次计算传输路径特性，这样一来，提高传输路径特性的估计 精度，进而通过合成将接收信号除以再次计算出的精度高的传输路径特性的结果，从而能够提高接收数据的可靠性。其结果，能够大大提高接收特性。
另外，在本实施方式l中，使传输方式为OFDM、数字调制方式为16QAM 进行了说明，但是本申请的结构并不限定这些。例如，传输方式不限定于 OFDM，只要是嵌入了导频载波的多载波进行的传输都可以。另外，调制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK ( Quadrature Phase Shift Keying )等方式。
在以上的说明中，例示将执行本发明的各构成要素应用到分集型的合成 装置的情况进行了说明，但是可以是将各构成要素具有的各动作置换成步骤， 从而可以实施本发明的分集型的合成方法。 (实施方式2)
使用图6、图7、图8A、图8B来说明实现本发明的实施方式2的分集 接收方法的装置的结构例。在本实施方式2中，以分集接收装置从天线单元 到解调单元具有两系统的结构为例来进行说明。
图6是表示本发明的实施方式2中的分集型接收装置的结构的方框图。 本实施方式2是，将所述的实施方式l中的第1合成单元107置换成第1合 成单元115，将所述的实施方式1中的传输路径重估计单元109a以及109b 置换成传输^^径重估计单元116a以及116b。因此，对于第1合成单元115、 传输路径重估计单元116a以及116b以外的构成要素，由于与实施方式1的 结构相同，所以省略"i兌明。
另夕卜，图7是表示本发明的实施方式2中的传输路径重估计单元116a的 结构的方框图。在图7中，仅表示图6中的解调单元106a、第1合成单元115、 硬判定单元108、传输路径重估计单元116a、第2合成单元110的部分，还 表示传输路径重估计单元116a的内部结构。
使用图7说明第1合成单元115以及传输路径重估计单元116a的动作。 第1合成单元115与实施方式1中的第1合成单元107 —样，将从解调单元 106a以及106b得到的接收信号的信息Xa、 Xb进行合成，并将合成后的复数 信号对硬判定单元108输出。同时，第1合成单元115判定多个复数信号的 合成结果的可靠性。
合成结果的可靠性使用得到的多个复数信号的信号间距离的信息来计 算。例如，在从天线单元到解调单元为两系统的情况下，在得到的两个复数 信号的接收点间距离大于解调信号的编码点间距离时，判定为没有可靠性。
其理由是，虽然接收了原本相同的信号，但是由于各接收信号最近的映射点 不同，所以无法判定哪个信号是表示正确的结果。
进而，为了提高可靠性的判断的精度，对每个OFDM载波计算复数信号
的接收点间距离，在一定时间的期间，计算并存储接收点间距离的平均值来
利用也是有效的。与其它的OFDM载波相比，接收点间距离的平均值为大的 值的OFDM载波，判断为受到某种干扰信号的影响，并可以判定为可靠性低。
接着，使用图7进而说明传输路径重估计单元116a的内部结构、以及利 用了上述的可靠性判定结果的动作。如图7所示，传输路径重估计单元116a 由第3复数除法运算单元207a、校正单元210a、频率轴滤波器单元208a、第 4复数除法运算单元209a构成。并且，与实施方式1的图5说明的传输路径 重估计单元109a相比，不同点在于，具有才t正单元210a。
传输路径重估计单元U6a的第3复数除法运算单元207a用从硬判定单 元108得到的合成后的信号点的信息Xmix (复数信号)对从解调单元106a 得到的接收信号点的信息Ya (复数信号)进行复数除法运算。其结果，对各 OFDM载波计算传输路径特性H，a。另外，对于SP信号所包含的载波，由于 发送信号点为已知，所以既可以利用该已知的值重新进行复数除法运算，也 可以利用图2的第1复数除法运算单元的输出。
传输路径特性H，a复数信号被从第3复数除法运算单元207a输入到校正 单元210a，并且，还被输入由第1合成单元115计算的可靠性信息。可靠性 信息对每个OFDM载波表示有无可靠性。并且，关于对接收到的信号判断为 有可靠性的OFDM载波，判断为从第3复数除法运算单元207a得到的复数 信号H，a的可靠性高，从而原样输出到频率轴滤波器单元208a。另一方面， 关于对接收到的信号判断为没有可靠性的OFDM载波，不使用从第3复数除 法运算单元207a得到的复数信号H，a,而置换成对属于其周围的OFDM载波 的复数信号的值进行插补后的值。
图8A、图8B表示具体例子。图8A是说明本发明的实施方式2中的校 正单元210a的校正前的信号振幅的状态的图。另外，图8B是说明本发明的 实施方式2中的校正单元210a的校正后的信号振幅的状态的图。分别为，纵 轴表示振幅值， 一黄轴表示OFDM载波号。
现在，假设判断为在第1合成单元115中、图8A所示的第n号的OFDM 载波(以频率fn表示)的可靠性低。此时，校正单元210a如图8B所示那样，
进行如下处理，即作为第n号的OFDM载波的值，输出将其之前和之后的第 n-l号和第n+l号的OFDM载波的复数信号的值进行插补处理后的值。在图 8A、图8B中，记载了复数信号的实部，但是对虚部也进行同样的处理。
另外，校正单元210a在判断为没有可靠性的OFDM载波连续的情况下， 也进行同样的动作。即，以对存在于判断为没有可靠性的载波的两端的、判 断为有可靠性的OFDM载波的值进行插补处理后的值，来置换判断为没有可 靠性的OFDM载波的复数信号而输出。
返回到图7继续说明。频率轴滤波器单元208a对于才交正单元210a输出 的复数信号，实施滤波处理而输出。使用的滤波器例如为低通滤波器。将滤 波器处理结果的复数信号H"a (传输路径特性的估计结果)对第4复数除法 运算单元209a和第2合成单元110输出。
第4复数除法运算单元209a用从频率轴滤波器单元208a得到的传输路 径特性的重估计结果H"a对从解调单元106a得到的接收信号的信息Ya进行 复数除法运算，并输出除法运算结果的复数信号X，a。
如上这样，传输路径重估计单元116a将由第4复数除法运算单元209a 计算的复数除法运算结果(用传输路径特性对接收信号进行复数除法运算的 结果)的复数信号X，a对第2合成单元IIO输出。另外，同时对第2合成单 元110还输出由频率轴滤波器单元208a进行滤波处理的结果的复数信号 H"a。另外，由频率轴滤波器单元208a计算的复数信号H"a表示传输路径的 传递函数。因此，可以将作为复数所得到的传递函数预先变换成功率或者振 幅的信息，进而在进行量化后，输出到第2合成单元110。
关于传输路径重估计单元116b的结构以及动作，由于与传输路径重估计 单元116a完全相同，所以省略i兌明。另外，在本实施方式2中，对于从天线 单元到解调单元以及传输路径重估计单元具有两系统的结构进行了说明，但 是，在从天线单元到解调单元、以及传输路径重估计单元具有三系统以上的 情况也可以应用本发明。
通过以上的结构，在将以多个天线接收的信号分别进行解调后再进行合 成的分集接收方法中，可以大大提高接收性能。即，基于对合成后的接收信 号进行硬判定的结果，对于多个接收信号的每一个接收信号，使用硬判定结 果和接收信号的信息再次计算传输路径特性。这样一来，提高传输路径特性 的估计精度，进而通过合成将接收信号除以再次计算出的精度高的传输路径
特性的结果，从而能够提高接收数据的可靠性。其结果，能够大大提高接收 特性。
另外，在第l合成单元中，使用合成获得的信号的信息来判定信号的可 靠性，进行重估计的传输路径特性成为反映可靠性信息的数据。可靠性低的
OFDM载波的传输路径特性通过对其周围的可靠性高的OFDM载波的传输路 径特性进行插补计算出。因此，可以实现可靠性高的分集接收装置。
另外，在本实施方式2中，以传输方式为OFDM、数字调制方式为16QAM 进行了说明，但是本申请的结构并不限定这些。例如，传输方式不限定于 OFDM,只要是嵌入了导频载波的多载波进行的传输都可以。另外，调制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的说明中，例示将执行本发明的各构成要素应用到分集型的合成 装置的情况进行了说明，但是可以是将各构成要素具有的各动作置换成步骤， 从而可以实施本发明的分集型的合成方法。 (实施方式3 )
使用图9、图10说明实现本发明的实施方式3的分集接收方法的装置的 结构例。在本实施方式3中，以分集接收装置从天线单元到解调单元具有两 系统的结构为例进行说明。
图9是表示本发明的实施方式3中的分集型接收装置的构成例的方框图。 本实施方式3是以合成单元117来置换所述实施方式1中的第1合成单元107、 第2合成单元110。因此，对于合成单元117以外的构成要素，由于与实施方 式l结构相同，所以省略iJL明。
图9中的合成单元117与图1的第1合成单元107比较，其不同点在于， 来自传输路径重估计单元109a以及109b的信号^皮输入、以及将对硬判定单 元108输出的信号也对解交织器单元111输出。另外，传输^4圣重估计单元 109a的结构与图5大致相同。其中，图5中的第2合成单元110假设仅改称 为合成单元117。
以下说明合成单元117的动作。合成单元117分别从解调单元106a以及 106b输入复数信号。另外，与该复数信号一致，输入包含相应的复数信号的 OFDM载波的功率信息和振幅信息。并且，进行从解调单元106a以及106b 得到的复数信号的合成。
在复数信号的合成时，乂人解调单元106a以及106b所输入的信号的定时
有可能不一致。因此，根据需要将各个信号暂时存储在存储器单元等，之后，
同时取出，从而使定时一致。这样一来，相同的码元期间、相同的OFDM载 波中所包含的信号之间会进行信号的合成。信号合成时的加权合成方法由于 与实施方式l相同，所以省略说明。
图10是说明本发明的实施方式3中的信号的流向的图。在图10中，传 输路径重估计单元109a的结构与图5大致相同。在合成单元117中，从传输 路径重估计单元109a输入作为将图5所示的频率轴滤波器单元208a的输出 H"a (传输路径特性的估计结果)进行变换后的结果的OFDM载波的功率或 者振幅的信息、以及作为图5中的第4复数除法运算单元209a的输出的复数 信号X，a。同样地，还从传输路径重估计单元109b输入与从传输路径重估计 单元109a所输入的信号相同的信号。
合成单元117将从传输路径重估计单元109a和109b得到的复数信号 X，a、 X，b进行加权合成。加权合成的方法与图6所示的第l合成单元115将 从解调单元106a以及106b得到的信号进行合成时的方法相同。但其中，从 传输路径重估计单元109a以及109b得到合成中所使用的复数信号X，a、X，b、 和用于计算合成时的加权比的振幅或者功率的信息(将H，a、H，b变换后的值)
这一点与图6的结构例不同。通过上述结构，将在图1中由第1合成单元107 和第2合成单元110进行的加权合成处理利用一个合成单元117来进行。
在本实施方式3中，除了上述之外，还能够进行如下说明的处理。在使 用图l说明的实施方式l中，对于从多个解调单元106a以及106b得到的信 号由第1合成单元107进行合成的结果，利用硬判定单元108进行硬判定。 进而，将由传输路径重估计单元109a和109b使用从硬判定单元108得到的 硬判定结果、和从各解调单元106a以及106b得到的变频后的复数信号计算 出的复数信号，由第2合成单元IIO再次进行合成。
在本实施方式3中，经过合成单元117、硬判定单元108、传输路径重估 计单元109a后的结果再次返回到合成单元117。因此，例如对从传输路径重 估计单元109a得到的复数信号进行合成，进而输入到硬判定单元108,再返 回到传输路径重估计单元10%成为可能。这样，能够对于从解调单元106a 以及106b输入的复数信号反复进行相同的处理并应用。
通过进行反复处理，渐渐提高由传输路径重估计单元109a和109b计算 的传输路径的估计精度。其结果，由合成单元117合成后的信号去除了传输
路径特性的误估计产生的影响。另外，反复处理的次数例如设定为5次，在
反复进行了 5次处理的时刻，可以将合成单元117的输出输出到后级的解交 织器单元111。
另外，在本实施方式3中，如在实施方式2说明的那样，可以由合成单 元117计算信号的可靠性信息，并将可靠性信息利用于传输路径重估计单元 109a和109b。
在本实施方式3中，以传输方式为OFDM、数字调制方式为16QAM进 行了说明，但是本申请的结构并不限定这些。例如，传输方式不限定于OFDM, 只要是嵌入了导频载波的多载波进行的传输都可以。另外，调制方式可以是 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的说明中，以将执行本发明的各构成要素应用到分集型的合成装 置的情况为例进行了说明，但是通过将各构成要素具有的各动作置换成步骤， 而可以实施本发明的分集型的合成方法也可以。 (实施方式4)
使用图11~13说明实现本发明的实施方式4的分集接收方法的装置的结 构。在本实施方式4中，以分集接收装置从天线单元到解调单元具有四系统 的结构为例进行说明。
图11是表示本发明的实施方式4中的分集型接收装置的构成例的方框 图。本实施方式4将前面所述的实施方式2的构成例、即图6中的第1合成 单元115置换成第l合成单元118。另外，在实施方式2中，记载了使用从天 线单元101a到传输路径重估计单元116a、和从天线单元101b到传输路径重 估计单元116b的两系统的信号的例子，但是在本实施方式4中，对于除从天 线单元101a到传输^各径重估计单元116a、以及/人天线单元101b到传输^各径 重估计单元116b之外，还包括从天线单元101c到传输路径重估计单元116c、 以及从天线单元101d到传输路径重估计单元116d的四系统的信号进行处理 的例子进行说明。
在本实施方式4中，关于第1合成单元118以外的构成要素，由于是与 实施方式2相同的结构，所以省略说明。第1合成单元118与图6所示的、 实施方式2中的第1合成单元115 —样，对从解调单元106a、 106b、 106c以 及106d得到的接收信号的信息Xa、 Xb、 Xc以及Xd进行合成，并将合成后 的复数信号对硬判定单元108进行输出。
进而，第l合成单元118判定多个复数信号的合成结果的可靠性。在实 施方式2中，合成结果的可靠性使用输入的多个复数信号的信号间距离的信
息来计算。另一方面，在本实施方式4中，第1合成单元118分别对从解调 单元106a、 106b、 106c、 106d分别输入的信号Xa、 Xb、 Xc、 Xd进行硬判定。 并且，在得到的多个硬判定的结果都一致的情况下，判定为将Xa、 Xb、 Xc、 Xd合成得到的信号的可靠性高。另外，在得到的多个硬判定的结果都不同的 情况下，判定为可靠性低也可以。另外，在得到4个信号的情况下，在对4 个信号进行硬判定的结果都一致的情况下、和对4个信号进行硬判定的结果 当中的3个一致的情况下，可以判定为可靠性高。
进而，通过以下所示的方法可以对信号的可靠性进行判定。图12是表示 本发明的实施方式4中的发送信号的映射点、和作为合成结果得到的接收信 号的信号点的例子的图。另外，图13是用于说明本发明实施方式4中的可靠 性的判定方法的例子的图。
图12中以接收到的信号为16QAM的情况为例，将16QAM信号的接收 点Xa、 Xb、 Xc、 Xd以黑色的三角符号图示、将合成得到的信号Xmix以 符号图示、将16QAM信号的映射点以0符号图示。如图12所示，在对合成 单元118从多个解调单元分别输入信号Xa、信号Xb、信号Xc、信号Xd的 情况下，根据包含Xa、 Xb、 Xc、 Xd的载波的功率比等对信号进行合成时， 得到合成信号Xmix。
图13表示用斜线表示以合成信号Xmix为基准、与合成信号Xmix的距 离短于一定的范围的短范围。如图13所示，在Xa、 Xb、 Xc、 Xd包含在斜 线部分的情况下，判定为Xmix的可靠性高。具体地，判定Xa-Xmix的实部、 虛部的绝对值是否都小于阈值d即可。在图13的例子中，阈值d与16QAM 信号的码间距离一致。
在本例中，将用于判定Xmix和Xa、 Xb、 Xc、 Xd的距离是否大的阁值 d设定成从载波调制方式计算的码间距离一致，但是也可以使阈值d对应于 信号的接收状况而可变。例如，可以是得到在其它解调单元等计算的接收信 号质量的信息，作为用于判定信号的可靠性的阈值d。可以根据接收信号所 包含的噪声分量的平均振幅值来设定阈值d。另外，还可以将对噪声分量的 平均振幅值乘以一定的系数后的值作为阈值d。
另夕卜，还可以将合成信号Xmix、和对Xmix进行硬判定的结果即信号的
映射点的距离与阈值d进行比较。例如，将阅值d设为码间距离的1/4，在对 Xmix进行硬判定的结果和Xmix之间的差的实部以及虚部的绝对值都比阈值 d小的情况下，判断为合成信号的可靠性高。
如上所述，在本实施方式4中，通过判断对从解调单元106a、 106b、 106c、 106d分别输入的信号Xa、 Xb、 Xc、 Xd进行硬判定的结果是否一致、或者硬 判定结果是否都不同，来判定接收信号的可靠性。另外，通过将合成信号的 信号点和各接收信号Xa、 Xb、 Xc、 Xd之间的距离与阈值进行比较来判断可 靠性的有无。进而，可以不考虑接收信号Xa、 Xb、 Xc、 Xd之间的距离，而 将合成信号Xmix和信号的映射点之间的距离与阈值进行比较。
另外，在本实施方式4中，说明了从天线单元到解调单元、以及传输路 径重估计单元具有四系统的结构，但是在从天线单元到解调单元、以及传输 路径重估计单元具有四系统以上的情况下，也能够应用本发明。同样，在天 线单元到解调单元、以及传输路径重估计单元具有两系统或者三系统的情况 下，也能够应用本发明。
通过以上的方法，在将由多个天线接收到的信号分别解调后而进行合成 的分集接收方法中，对多个解调单元反馈信号的合成结果的信息，并利用于 在解调单元估计传输路径特性时，可以提高接收特性。
此时，在第l合成单元中，使用合成得到的信号的信息对信号的可靠性 进行判定，在重估计传输路径特性时，调换从判断为可靠性高的载波得到的 传输路径特性的信息、和从导频信号估计的传输路径特性的信息，并输入到 插补滤波器等，从而可以进行插补处理。另外，可靠性低的OFDM载波的传 输路径特性，可以通过对判断为其周围的可靠性高的OFDM载波的传输路径 特性进行插补来计算。
另外，在本实施方式4中，使传输方式为OFDM、数字调制方式为16QAM 进行了说明，但是本申请的结构并不限定这些。例如，传输方式不限定于 OFDM,只要是嵌入了导频载波的多载波进行的传输都可以。另外，调制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的说明中，将执行本发明的各构成要素应用到分集型的合成装置 的情况为例进行了说明，但是通过将各构成要素具有的各动作置换成步骤， 而可以实施本发明的分集型的合成方法也可以。 (实施方式5 )
使用图14说明实现本发明的实施方式5的分集接收方法的装置的结构 例。图14是表示本发明的实施方式5中的分集型接收装置的结构的方框图。 在图14中，本实施方式5与前面所述的实施方式1的图1相比，不同点在于， 不具有硬判定单元108。
在实施方式1中，由硬判定单元108对从第1合成单元107得到的信号 进行硬判定处理，并对传输路径重估计单元109a以及10%输出。另 一方面， 在本实施方式5中，对于传输路径重估计单元109a以及109b代替在图1中 输入来自硬判定单元108的信号，而如图14所示那样输入从第1合成单元 107输出的信号。传输路径重估计单元109a以及109b可以将从图14的第1 合成单元107输出的信号、和从图1的硬判定单元108输出的信号进行同样 的处理。
在本实施方式5中，可以省略硬判定单元108。另外，实施方式2、实施 方式3以及实施方式4都具有硬判定单元108,但是不具备硬判定单元108 的结构也可以。
在本实施方式5中，以传输方式为OFDM、数字调制方式为16QAM进 行了说明，但是本申请的结构并不限定这些。例如，传输方式不限定于OFDM， 只要是嵌入了导频载波的多载波进行的传输都可以。另外，调制方式可以是 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的说明中，以将执行本发明的各构成要素应用到分集型的合成装 置的情况为例进行了说明，但是通过将各构成要素具有的各动作置换成步骤， 而可以实施本发明的分集型的合成方法也可以。
在如上说明的本申请中，在利用多个天线接收由数字多进制调制方式调 制、发送的信号、并进行选择或者合成的分集处理的情况下，对得到的多个 信号暂时进行合成并对合成结果进行硬判定，从而计算距发送编码点最近的 最相似的编码点，从而计算将发送编码点变换成该最相似的编码点的传输路 径特性。这样，通过对信号进行一次合成，在多个接收信号间相互地补充接 收信号的信息，并基于该结果再次计算传输路径特性，从而可以提高各个解 调单元的解调性能。并且，通过提高各个解调处理单元中的解调性能并对该 结果进行合成，可以极大提高解调性能。
好几次都进行相同的处理，来逐渐提高传输路径特性的估计精度，并可以进
一步提高接收特性。
这样，通过对信号进行一次合成并进行硬判定，从而在多个接收信号间 能够相互地补充接收信号的信息，所以能够飞跃性地提高信号的接收特性。
产业上的可利用性
如果使用本发明，在由多个调谐器单元进行变频、并由解调单元进行解 调处理的分集型接收装置中，可以实现极高的接收性能。所以，作为分集型 接收装置、接收方法，产业上的利用价值高。
权利要求
1、一种分集合成方法，输入多个由数字多进制调制方式所调制过的信号，并将它们合成，包括解调步骤，将输入的多个调制信号分别进行解调；第1合成步骤，对由所述解调步骤解调后的多个信号进行合成；硬判定步骤，对由所述第1合成步骤合成的信号进行硬判定处理，估计编码点的复数信息；传输路径重估计步骤，将由所述解调步骤解调后的多个信号的复数信息和在所述硬判定步骤中所估计出的编码点的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传输路径特性；以及第2合成步骤，将由所述解调步骤解调后的多个信号除以由所述传输路径重估计步骤计算出的传输路径特性而得到的复数信号再次进行合成。
2、 如权利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 所述传输路径重估计步骤还包括对计算出的传输路径特性进行滤波处理的滤波步骤。
3、 如权利要求2所述的分集合成方法，其特征在于， 所述滤波步骤中的滤波处理为J氐通滤波处理。
4、 如权利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 还包括可靠性判定步骤，判定由所述第1合成步骤进行了合成的信号的可靠性；以及校正步骤，基于作为所述可靠性判定步骤的判定结果的可靠性，校正所 述传输路径重估计步骤计算的传输路径特性。
5、 如权利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步骤在成为所述第1合成步骤中合成的对象的各个信号之间的信号点间距离超过规定的阈值的情况下，将可靠性判定得低，在所述 可靠性判定步骤将可靠性判定为低的情况下，所述传输路径重估计步骤将计 算出的传输路径特性置换为对于成为所述合成的对象的各个信号、以在频率
6、 如权利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步骤在由所述硬判定步骤对于成为所述第1合成步骤的 合成的对象的各个信号分别进行硬判定所得到的信号点 一致的情况下，判定 为在所述第l合成步骤所合成的信号的可靠性高。
7、 如权利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步骤计算成为所述第1合成步骤的合成的对象的各个信号和在所述第1合成步骤合成后的结果的信号之间的距离，并在合成后的结 果的信号和成为合成的对象的各个信号之间的距离小于预先设定的阈值的情 况下，判定为合成后的结果的信号的可靠性高。
8、 如权利要求1所述的分集合成方法，其特征在于，对于所述第2合成步骤进行了再次合成的复数信号，将从所述硬判定处 理步骤到所述第2合成步骤反复进行规定的次数。
9、 如权利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 所述传输路径重估计步骤，将由所述解调步骤解调后的多个信号的复数信息、和基于在输入信号的频率轴以及时间轴方向以规定的间隔配置的、振 幅以及相位被确定的基准信号的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点 计算传输路径特性。
10、 一种分集合成方法，输入多个由数字多进制调制方式所调制过的信 号，并将它们合成，包括解调步骤，将输入的多个调制信号分别进行解调；第l合成步骤，对由所述解调步骤解调的多个信号进行合成；传输路径重估计步骤，将由所述解调步骤解调的多个信号的复数信息和在所述第1合成步骤中合成后的编码点的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传输路径特性；以及第2合成步骤，将由所述解调步骤解调后的多个信号除以由所述传输路径重估计步骤计算出的传输路径特性而得到的复数信号进行再次合成。
11、 如权利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于，传输路径重估计步骤还包括对计算出的传输路径特性进行滤波处理的滤 波步骤。
12、 如权利要求11所述的分集合成方法，其特征在于， 滤波步骤中的滤波处理为低通滤波处理。
13、 如权利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于，还包括可靠性判定步骤，判定由所述第1合成步骤进行了合成的信号的可靠性；以及校正步骤，基于作为所述可靠性判定步骤的判定结果的可靠性，校正所 述传输路径重估计步骤计算的传输路径特性。
14、 如权利要求13所述的分集合成方法，其特征在于， 可靠性判定步骤在成为所述第1合成步骤中合成的对象的各个信号之间的信号点间距离超过规定的阚值的情况下，将可靠性判定得低，在所述可靠 性判定步骤将可靠性判定为低的情况下，所述传输路径重估计步骤将计算出 的传输路径特性置换为对于成为所述合成的对象的各个信号、以在频率轴或 者时间轴方向上相邻的各个信号中的传输路径特性为基准的值。
15、 如权利要求13所述的分集合成方法，其特征在于， 可靠性判定步骤计算成为所述第1合成步骤的合成的对象的各个信号和由所述第1合成步骤进行了合成的结果的信号之间的距离，并在合成后的结 果的信号和成为合成的对象的各个信号之间的距离小于预先设定的阈值的情 况下，判定为合成后的结果的信号的可靠性高。
16、 如权利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于， 对于由所述第2合成步骤进行了再次合成的复数信号，将从所述传输路径重估计步骤到所述第2合成步骤反复进行规定的次数。
17、 如权利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于， 传输路径重估计步骤，将由所述解调步骤解调后的多个信号的复数信息、和基于在输入信号的频率轴以及时间轴方向以规定的间隔配置的、振幅以及 相位被确定的基准信号的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传 输路径特性。
18、 一种分集型接收装置，输入多个由数字多进制调制方式所调制过的 信号，并将它们合成，包括解调单元，将输入的多个调制信号分别解调； 第l合成单元，对由所述解调单元解调的多个信号进行合成； 硬判定单元，通过对由所述第1合成单元进行了合成的信号进行硬判定 处理而估计编码点的复数信息，输出其结果；传输;洛径重估计单元，将由所述解调单元解调后的多个信号的复数信息和在所述硬判定单元输出的编码点的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传输路径特性并输出；以及第2合成单元，将由所述解调单元解调后的多个信号除以由所述传输路 径重估计单元输出的传输路径特性而得到的复数信号进行再次合成。
19、 如权利要求18所述的分集型接收装置，其特征在于， 传输路径重估计单元还包括对计算出的传输路径特性进行滤波处理并输出的滤波器单元。
20、 如权利要求19所述的分集型接收装置，其特征在于， 滤波器单元为 < 氏通滤波器。
21、 如权利要求18所述的分集型接收装置，其特征在于， 还包括可靠性判定单元，判定由所述第1合成单元进行了合成的信号的可靠性， 输出其结果；以及校正单元，基于所述可靠性判定单元输出的可靠性判定结果，校正由所 述传输路径重估计单元计算出的传输路径特性。
22、 如权利要求21所述的分集型接收装置，其特征在于， 可靠性判定单元在成为所述第1合成单元中合成的对象的各个信号之间的信号点间距离超过规定的阈值的情况下，将可靠性判定为低，在所述可靠 性判定单元输出了可靠性判定为低的结果的情况下，所述传输路径重估计单 元将计算出的传输路径特性置换为对于成为所述合成的对象的各个信号、以 在频率轴或者时间轴方向上相邻的各个信号中的传输路径特性为基准的值。
23、 如权利要求21所述的分集型接收装置，其特征在于， 可靠性判定单元在由所述硬判定单元对于成为所述第1合成单元的合成的对象的各个信号分别进行了硬判定的结果为 一致的情况下，判定由在所述 第l合成单元进行了合成的信号的可靠性高。
24、 如权利要求21所述的分集型接收装置，其特征在于， 可靠性判定单元计算成为所述第1合成单元的合成的对象的各个信号和由所述第1合成单元进行了合成的信号之间的距离，并在合成后的结果的信 号和成为合成的对象的各个信号之间的距离小于预先设定的阈值的情况下， 判定为在所述第1合成单元中进行了合成的合成信号的可靠性高。
25、 如权利要求18所述的分集型接收装置，其特征在于，对于所述第2合成单元输出的复数信号，将其输入到所述硬判定单元， 同时将由所述传输路径重估计单元进行的传输路径特性的计算以及由第2合 成单元进行的再次合成反复进行规定的次数。
26、 如权利要求18所述的分集型接收装置，其特征在于， 传输路径重估计单元，将由所述解调单元解调后的多个信号的复数信息、相位被确定的基准信号的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点，计算 传输路径特性并输出。
27、 一种分集型接收装置，输入多个由数字多进制调制方式所调制过的 信号，并将它们合成，包括解调单元，将输入的多个调制信号分别进行解调；第l合成单元，对由所述解调单元解调后的多个信号进行合成； 传输路径重估计单元，将由所述解调单元解调后的多个信号的复数信息和所述第1合成单元输出的信号的编码点的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传输路径特性；以及第2合成单元，将由所述解调单元解调后的多个信号除以由所述传输路径重估计单元输出的传输路径特性而得到的复数信号进行再次合成。
28、 如权利要求27所述的分集型接收装置，其特征在于， 传输路径重估计单元还包括对计算出的传输路径特性进行滤波处理并输出的滤波器单元。
29、 如权利要求28所述的分集型接收装置，其特征在于， 滤波器单元为低通滤波器。
30、 如权利要求27所述的分集型接收装置，其特征在于， 还包括可靠性判定单元，判定由所述第1合成单元进行了合成的信号的可靠性 并将其结果输出；以及校正单元，基于所述可靠性判定单元输出的可靠性判定结果，校正由所 述传输路径重估计单元计算出的传输路径特性。
31、 如权利要求30所述的分集型接收装置，其特征在于， 可靠性判定单元在成为所述第1合成单元中合成的对象的各个信号之间的信号点间距离超过规定的阈值的情况下，将可靠性判定为低，在所述可靠 性判定单元输出了可靠性判定为低的结果的情况下，所述传输路径重估计单 元将计算出的传输路径特性置换为对于成为所述合成的对象的各个信号、以
32、 如权利要求30所述的分集型接收装置，其特征在于， 可靠性判定单元计算成为所述第1合成单元的合成的对象的各个信号和由所述第1合成单元进行了合成的信号之间的距离，并在合成后的结果的信 号和成为合成的对象的各个信号之间的距离小于预先设定的阈值的情况下， 判定为由所述第l合成单元中进行了合成的合成信号的可靠性高。
33、 如权利要求27所述的分集型接收装置，其特征在于， 对于所述第2合成单元输出的复数信号，将由所述传输路径重估计单元进行的传输路径特性的计算和由所述第2合成单元进行的再次合成反复进行 规定的次数。
34、 如权利要求27所述的分集型接收装置，其特征在于， 传输路径重估计单元，将由所述解调单元解调后的多个信号的复数信息、和基于输入信号的频率轴以及时间轴方向上以规定的间隔配置的、振幅以及 相位被确定的基准信号的复数信息进行除法运算，分别对各个信号点计算传 输路径特性并输出。
全文摘要
在对每个接收信号将由多个天线接收的多个信号进行解调，并使用所获得的其数目相当于天线的根数的解调信号进行信号解调的分集接收装置，将得到的多个信号由第1合成单元(107)暂时进行合成，对于该合成结果，由硬判定单元(108)进行硬判定，计算最相似的编码点。传输路径重估计单元(109a，109b)使用该最相似的编码点，计算估计精度高的传输路径特性，用获得的传输路径特性对所得到的其数目相当于天线根数的解调信进行除法运算号。通过由第2合成单元(110)对其结果再次进行合成，从而可以得到可靠性高的解调结果。
文档编号H04B7/08GK101185261SQ200680019128
公开日2008年5月21日 申请日期2006年6月20日 优先权日2005年6月21日
发明者木曾田晃, 谷口友彦 申请人:松下电器产业株式会社