传输方法及传输系统的利记博彩app

专利名称：传输方法及传输系统的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种无线通信领域的传输方法及传输系统，其采用使用 多个发送天线发送信号的分集发送。
背景技术：
在无线通信中有通过使用多个天线发送接收信号来改善传输特性的 天线分集技术。该天线分集包括发送侧使用多个发送天线发送信号的分 集发送、和接收侧使用多个发送天线接收信号的分集接收。分集发送是 在发送接收之间形成多个相关彼此较低的传输路径，从而改善接收侧的 传输特性的技术。分集接收是通过选择或合成由各个接收天线接收的多 个信号来改善接收特性的技术。尤其利用一个接收天线仅通过分集发送 传输的方法，在接收机的天线配置上不增加尺寸及成本，既可实现特性 改善，所以对与基站相比便携式终端的制约较多的蜂窝状移动体通信系 统等比较有效。可是，在基于分集发送的无线传输中，由于接收侧的相位关系，导 致多个接收信号相互抵消并消失，结果，存在传输特性劣化的问题。另 外，在本说明书中，把从发送天线发送的信号称为"发送信号"，把该发 送信号通过传输路径被接收天线接收的信号称为"来信信号"。图21是表示两个来信信号A和B在接收端被合成时的相位关系的 图。如图21 (a)所示，接收波以相位差oc合成来信信号A和来信信号B。 因此，在00 = 180度(反相)时，来信信号A和来信信号B相互抵消，导 致接收波消失(图21 (b))。尤其在无线通信采用1码元内的相位一定的 普通相位调制方式时，在整个码元期间中来信信号相互抵消，使得检波 输出消失，所以导致传输错误。图22是表示在这种普通相位调制方式的 a=180度的情况下，两个来信信号A和B的相位关系的概况图。
以往，在采用基于普通相位调制方式的分集发送的传输方法中，例 如有非专利文献1所示的方法，使用时间交错和纠错编码来编码发送数 据，对从两个发送天线中的一方发送天线发送的信号赋予相位扫描并发送。图23是表示采用该非专利文献1记载的以往的分集发送的传输系统 的结构的图。另外，调制方式采用普通的QDPSK(Quaternary Differential Phase Shift Keying)方式。在图23中，分配器301将从发送机300发送的发送信号310划分为 两个发送信号311和312，分别分配给两个天线系统。振荡器303生成预 定的相位扫描信号313。移相器302设于一方天线系统中，从天线305发 送对发送信号312附加了相位扫描信号313的发送信号314。在此，所附 加的相位扫描信号313的时间函数根据比码元长度长的变动，选择比纠 错编码的编码长度和时间交错长度短的变动。应该注意到，该变动不是 像后述专利文献1记载的那样在码元长度的时间内，与码元周期不同步 地进行预定的相位迁移的变动。并且，在这种结构的分集发送方式的基 础上，发送数据使用纠错编码被进行编码。这样，在采用非专利文献1记载的以往的分集发送的传输方法中， 预先在发送侧对相位赋予变动并发送，由此縮短图22中叙述的来自两个 发送天线的来信信号相互抵消的状况持续的时间，即使产生错误，也能 够通过时间交错和纠错处理进行修正。并且，注重于码元波形(码元内的相位波形)的专利文献1记载的 传输方法的调制方式，具有使码元波形的相位与码元周期T同步的凸型 相位迁移，在通过延迟检波获得检波输出的方法中，可以避免检波输出 因多路径而消失的情况，相反能够获得总线的合成效果，改善传输特性。 这种改善效果从原理上讲，延迟波的延迟量T在预定范围(0〈"KT)内发挥 效果。图24是表示专利文献1记载的码元波形的相位迁移的概况图。在图 24中，该相位迁移利用最大相位迁移量(()MAx确定1码元的时间长度(码元 长度)T的迁移幅度，根据下述式(1)所示的函数，使相位呈抛物线状 变化。 W) = (4" /r2)".(T-o ;(o〈"r)…(i)图25是表示专利文献1记载的传输信号生成电路700的结构的图。 如图25所示，传输信号生成电路700具有差分编码电路701、波形产生 电路702、正交调制器704和振荡器703。并且，传输信号生成电路700 在差分编码电路701中将发送数据差分编码，在波形产生电路702中使 用具有凸型相位冗长性的码元波形将其调制，在正交调制器704中将其 变换成载波频带的信号。以下表示使用这种具有凸型相位冗长性的码元波形时的来信信号之 间的相位关系。图26是表示使用具有凸型相位冗长性的码元波形时的两个来信信 号A和B的相位关系的概况图。在图26中，在把相位差oc设为180度时， 在来信信号之间产生延迟的情况下，相位也呈凸状迁移，所以即使在有 效区间(能够获得正确的接收数据的区间)内存在抵消并使接收波消失 的区间(图26中的b点)，也存在不抵消而使接收波残留的区间(图26 中的a点和c点)。通过根据延迟检波和低通滤波器的组合来处理这种来 信信号A和B，可以获得有效的检波输出，结果可以获得路径分集效果并 改善传输特性。图27是表示以往的传输系统的结构的示意图，其采用了基于专利文 献1记载的调制方式的分集发送。如图27所示，在传输信号生成电路700 与第1和第2天线904和905之间设置延迟器901，向从第1和第2天线 904和905发送的信号之间插入延迟。此时，通过设定为能够良好发挥路 径分集效果的延迟量并发送，可以改善传输特性。专利文献l:日本专利第2506747号说明书非专利文献1:广田明，"相位扫描发送器的差异性和信道编码的 组合效果"，IEEE车辆运输技术协会(AkiraHiroike， " Combined Effects of Phase Sweeping Transmitter Diversity and Channel Coding" ， IEEE T画SAC丽TS ON VEHICULAR TECHNOLOGY) ， VOL. 41， NO. 2， 1992年5月， IEEE， USA, 170-176页但是，非专利文献1记载的以往的传输方法在相对码元长度可以忽 视延迟分散性的传输路径中具有效果，在不能忽视延迟分散性的情况下，使用1码元内的相位一定的普通差分相位调制方式，所以根据来信信号A 和来信信号B的相位关系，不能获得检波输出，并产生传输特性的劣化。 图28是表示在接收端将基于普通相位调制方式来信的两个波的信号合成 时的相位关系的示意图。如图28所示，在来信信号A和来信信号B之间 的延迟量为0.25T时，在cx二180度(反相)时，在相互抵消并且能够在 来信信号的相同码元区间获得正确接收数据的整个区间(有效区间)中， 接收波消失。这样在来自两个发送天线的来信信号的一部分相互抵消的 情况下，即使对发送天线之间赋予相位变动，也不能改善传输路径中的 来信信号之间的相位关系，所以检波输出不能恢复，并产生传输错误。另外，在将专利文献1记载的具有与码元同步的相位迁移的调制方 式适用于不插入延迟的分集发送的传输方法中，在可以忽视延迟分散性 的传输路径中，即使能够确保来自多个发送天线的到达波(来信波)的 电平，但在两个来信信号之间的相位关系反相时抵消，不能发挥路径分 集效果。图29是表示在专利文献1记载的调制方式中来信信号的相位关系反 相的情况的示意图。如图29所示，即使相位迁移为凸状，在两个来信信 号之间没有延迟的情况下，将导致反相，并且检波输出消失，丧失了改 善效果。图30用于示意表示在两波到达模型中，专利文献1记载的传输方式 的误码率与延迟量T的关系。在图30中，横轴表示两波到达模式的来信 信号之间的延迟量，纵轴表示误码率。在到达波之间的延迟量T较小时， 如在图29中记载的那样，在两个波以反相相位到达时，失去改善效果， 错误率劣化。随着延迟量T相对变大而逐渐改善，并且随着接近码元长度 T，有效区间缩短并最终消失，错误率再次劣化。专利文献1记载的方法，其是通过有意识地向发送信号插入预定延 迟来构成分集发送(图27)。假设将包括供电线路在内的传输路径中的路径差和各个路径中的延迟分散相加，例如图30中的Ts所示，通过延迟器901插入的延迟量被设定在错误率特性曲线的底部(错误率良好的区间)
中央。但是，如果是这种以往的分集发送，从针对在传输路径中产生的 延迟分散的耐性(耐延迟性)的观点考虑，对于在"错误率良好的区间" 显示的原有方式的能力，必须在发送侧预先插入较大的延迟Ts，因此存在 耐延迟量大幅减量的问题。发明内容本发明就是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种基于 分集发送的传输方法及传输系统，与传输路径有无延迟分散性无关，针 对延迟分散性传输路径具有较大的耐延迟性，并且能够得到基于路径分 集效果的更大的错误率改善。本发明适合于使用多个发送天线，从发送侧向接收侧传输根据相同 发送数据调制的调制信号的传输方法。并且，为了达到上述目的，本发 明的传输方法在发送侧从发送数据生成在相同时间的码元中成为彼此不 同的码元波形的多个调制信号，从多个发送天线分别发送所生成的多个 调制信号。并且，在接收侧通过任意一个接收天线接收从多个发送天线 发送的多个来信信号，检波所接收的信号，解码通过检波得到的检波信 号，从而得到接收数据。作为代表性方式，发送侧生成下述调制信号，即，使仅偏离预定码 元数的任意两个码元的码元波形相同而与发送数据无关，并且使该任意 两个码元的相位差根据发送数据确定。在此，可以把预定的码元数设为1， 生成调制信号。并且，优选相位差为以2的乘幂的数将27T均等分后的角 度中的任一个。另外，也可以针对每个相邻码元右转或左转一定量位移 (所谓对称配置)，还可以根据发送数据在振幅方向承载信息。并且，优 选接收侧通过延迟检波获得检波信号。并且，成为发送侧生成多个发送信号时的基础的码元波形，在1码 元期间相位的时间变化的二次微系数时常不是零，而且如果其相位变化 因每个发送系统而不同，则可以使用任何相位迁移的组合。具体地讲，例如，优选在1码元期间选择第1码元波形和第2码元波形那样呈现彼此不同的变化的波形，该第1码元波形具有相位的时间
变化的二次微系数时常不是零、而且相位相对时间为增加趋势的相位迁移，该第2码元波形具有相位的时间变化的二次微系数时常不是零、而 且相位相对时间为减少趋势的相位迁移。另外，第1和第2码元波形优 选下述相位迁移，即，在l码元期间的预定点之前相位的时间变化量(一 次微系数)减少(或增加)，而且在该预定点之后相位的时间变化量(一 次微系数)增加(或减少)。并且，例如优选在1码元期间选择第1码元波形和第2码元波形那 样呈现彼此不同的变化的波形，该第1码元波形具有相位的时间变化的 二次微系数时常不是零、而且相位在相对时间增加后在预定点转为减少 的相位迁移，该第2码元波形具有相位的时间变化的二次微系数时常不 是零、而且相位在相对时间减少后在预定点转为增加的相位迁移。该情 况时，优选在整个1码元期间中相位的时间变化量减少(或增加)的相 位迁移。在此，把上述预定点作为1码元期间的中心点，只要是中心点以前 的相位与中心点以后的相位对称变化的相位迁移既可。并且，本发明适合于一种传输系统，由使用多个发送天线发送根据 相同发送数据调制的调制信号的发送装置、和利用一个接收天线接收从 该装置发送的调制信号的接收装置构成。并且，为了达到上述目的，本 发明的传输系统的发送装置具有差分编码部，差分编码发送数据并生成差分编码信号；多个波形生成部，分别以预先存储的多个码元波形调 制差分编码信号，生成在相同时间的码元中具有彼此不同的码元波形的 多个调制信号；多个RF正交调制部，分别正交调制多个调制信号，并变 换成载波频带的信号；多个发送天线，分别发送被转换频带后的多个调 制信号。并且，接收装置具有接收天线，接收从多个发送天线发送的 信号；延迟检波部，对所接收的信号实施延迟检波处理和低频滤波处理， 生成检波信号；数据判定部，对检波信号进行数据判定，输出接收数据。 根据上述本发明，对一个发送数据序列进行差分编码，并以不同的 码元波形进行调制，然后从多个发送天线发送信号，所以不存在向来自 各个发送天线的发送信号之间有意识地插入延迟的定时调整，而且与传
输路径有无延迟分散性无关，即使存在延迟分散时也具有更大的耐延迟量，另外在传输路径快速变动的快速衰减(fading)环境下，也能够在 接收侧发挥路径分集效果，改善传输特性。


图1是表示本发明的一个实施方式涉及的传输系统的结构的图。 图2是表示本发明的一个实施方式涉及的传输系统的差分编码规则的一例和信号空间的图。图3是表示第1波形生成部102的结构的一例图。图4是表示第1波形生成部102和第2波形生成部103存储的码元波形的相位迁移的一例的示意图。图5是表示RF正交调制部104和105的详细结构的图。 图6是表示延迟检波部144的详细结构的图。图7是针对每个码元表示来自两个发送天线109和110的发送信号A和B的相位的示意图。图8是示意表示来信信号A和来信信号B的相位关系及码元之间的相位关系的相位迁移图。图9是利用向量表示来信信号A和来信信号B的相位关系的图。 图10是利用向量表示来信信号A和来信信号B的相位迁移的图。 图11是表示在可以忽视传输路径的延迟分散性的情况下经由接收天线接收的来信信号A和B的相位关系的图。图12是表示图11所示的来信信号A和B通过低通滤波器1810和1811后的检波输出的图。图13是使用了两个发送天线的两波到达模型的示意图。图14A是针对每个码元表示来信信号A的直达波和延迟波的相位变化的示意图。图14B是针对每个码元表示来信信号B的直达波和延迟波的相位变 化的示意图。图15是表示发送信号A和B的直达波和延迟波在各自载波的接收点
的相位关系的图。图16A是示意表示发送信号A的直达波和延迟波的相位关系及码元 之间的相位关系的相位迁移图。图16B是示意表示发送信号B的直达波和延迟波的相位关系及码元 之间的相位关系的相位迁移图。图17A是利用向量表示发送信号A的直达波和延迟波的相位迁移的 示意图。图17B是利用向量表示发送信号B的直达波和延迟波的相位迁移的 示意图。图18是利用向量表示所有到达波的相位迁移的示意图。 图19是示意表示本发明的传输方法的误码率和延迟量T的关系的图。 图20是表示具有多个波形生成部和发送天线的传输系统的一例图。 图21是表示在接收端将两个来信信号A和B合成时的相位关系的示 意图。图22是表示在这种普通相位调制方式中的相位差01=180度的情况 下，两个来信信号A和B的相位关系的概况图。 图23是表示以往的传输系统的结构的图。 图24是表示以往的码元波形的相位迁移的概况图。 图25是表示图27所示的传输信号生成电路700的结构的图。 图26是表示伴随有延迟的来信信号A和B的相位关系的概况图。 图27是表示以往的传输系统的结构的图。图28是表示在接收端将基于普通相位调制方式来信的两个波的信 号合成时的相位关系的示意图。图29是表示在以往的调制方式中来信信号的相位关系反相的情况 的示意图。图30是示意表示以往的传输方法的误码率与延迟量T的关系的图。 符号说明IOO发送装置；101、 701差分编码部(电路)；
102、 103波形生成部;104、 105 RF正交调制部; 106、 303、 703、 1801振荡器；107、 108、 142放大器； 109、 110、 141、 304 306天线；140接收装置;143 RF部;144延迟检波部；145数据判定部；300发送机；301分配器；302移相器；307接收机；700传输信号生成电路；702波形产生电路；704正交调制器；901、 1601延迟器；902、 903电平调整器；904、 905天线；1501、 1502平衡调整器;1503、 1604、 1605移相器;1504合成器;1606、 1607、 1810、 1811低通滤波器;1602、 1603乘法器;1802 L分频器；1803、 1804计数器；1805、 1806移位寄存器；1807波形存储部；1808、 1809 D/A转换器。
具体实施方式
本发明可以用于采用基于多个发送天线的分集发送、而利用2的乘 幂的相位数进行差分编码的传输系统。以下，列举利用两个发送天线以4 相进行差分编码的一个示例，说明本发明。另外，也可以针对每个相邻 码元右转或左转位移一定量(所谓对称配置)，还可以采用根据发送数据 在振幅方向承载信息的差分振幅相位调制(DAPSK)。图1是表示本发明的一个实施方式涉及的传输系统的结构的图。图 1所示的本实施方式的传输系统构成为发送装置100通过无线传输路径与 接收装置140进行通信。发送装置100具有差分编码部101、第1波形生 成部102、第2波形生成部103、振荡器106、 RF正交调制部104、 105、 放大器107、 108、和发送天线109、 110。接收装置140具有接收天线141、 放大器142、 RF部143、延迟检波部144和数据判定部145。另外，由波 形生成部、RF正交调制部、放大器和发送天线构成的发送系统，不限于 图1所示的2系统，也可以构成为3系统以上(图20)。并且，振荡器 106也可以针对每个发送系统专门设置。首先，说明上述结构的本实施方式的传输系统的发送装置100。通过串行并行转换将输入比特序列变为码元形式的发送数据120被 输入差分编码部101。差分编码部101对发送数据120实施差分编码，求 出各个码元的同相轴信号I和正交轴信号Q。具体地讲，差分编码部101 使用M码元之前(M为1以上的整数)的第k-M码元的同相轴信号Ik-M和 正交轴信号Q卜M，按照下述式(2)求出第k码元(k为O以上的整数)的 同相轴信号Ik和正交轴信号Qk。其中，Aek表示相位转动量。 义=/*-a/ .cosA^ -込—^ .sinA《图2是表示本发明的一个实施方式涉及的传输系统的差分编码规则 的一例和信号空间图。首先，按照图2 (a)确定发送数据120的连续两 个比特的组(码元形式)X, (k)和X2 (k)的相位转动量A0k。然后，如 果初始值S。 (1。、 Q。)确定，则第k码元的信号点Sk (Ik、 Qk)的信号图 表根据式(2)确定，在图示中表示为图2 (b)。并且，根据图2 (b)中 的信号点Sk (1、 0)、 Sk (0、 1)、 Sk (-1、 0)和Sk (0、 -1)，按照图2 (c)所示求出差分编码信号(D, (k)、 D2 (k))。第1波形生成部102存储预定的第1码元波形，输出与差分编码部 101输出的差分编码信号121对应的基带调制信号122和123。第2波形 生成部103存储预定的第2码元波形，输出与差分编码部101输出的差 分编码信号121对应的基带调制信号124和125。该第1码元波形和第2 码元波形不同，基带调制信号122和123的相位迁移与基带调制信号124 和125的相位迁移不同。图3是表示第1波形生成部102的结构的一例图。在图3中，第1 波形生成部102分别具有时钟振荡器1801、L分频器1802、L计数器1803、 M计数器1804、位移寄存器1805和1806、波形存储部1807、 D/A转换器 1808和1809、低通滤波器1810和1811。另外，第2波形生成部103的 结构也相同，所以省略。图4表示作为第1波形生成部102和第2波形生成部103生成的基 带调制信号122 125的基础的、第1和第2码元波形的相位迁移的各种 示例。作为第1和第2码元波形的条件，其变化的二次微系数在码元内 时常不是零(0)。例如，在图4 (a)中，第1码元波形具有利用实线表 示的相位迁移，第2码元波形具有利用虚线表示的相位迁移。另外，图4 (a) (e)只不过是相位迁移的一例，只要满足上述条件，也可以是 其他相位迁移。并且，第1码元波形的相位迁移和第2码元波形的相位 迁移不需要对称，也可以是图4 (a) (e)中的实线和虚线的所有组合、 和实线彼此间及虚线彼此间的组合。并且，码元波形对于一个发送系统可以使用最大M种类的码元波形。 在该M种类的码元波形中可以包含相同波形重复的结构，在M二1时，每 个发送系统为一种码元波形。但是，在对应不同发送系统的相同发送数 据的码元中使用的码元波形需要彼此不同。当第l波形生成部102生成的基带调制信号的第m个(lSmSM)码 元波形的相位迁移(()Ut)、和第2波形生成部103生成的基带调制信号的 第m个码元波形的相位迁移((A(t)，在码元长度T的码元内(0〈t〈T)中 选择了图4 (a)所示的波形组合的情况下，例如利用下述式(3)和式(4)<formula>formula see original document page 15</formula>其中，表示己经过差分编码的发送数据的相位e(t)，在关于第q码元(q为整数)而把图2 (b)中的信号点的相位设为ej寸，可以使用步 骤函数U (t)表示为下述式(5)。0力相位迁移(lA(t)只针对0〈t〈T定义，在除此之外的区间中设为0时， 基带调制信号的相位迁移il/(t)利用下述式(6)表示。<formula>formula see original document page 15</formula> 页其中，C(t)三0; (t幼，t》T)因此，根据基带调制信号的相位迁移M/A(t)，同相调制信号A(t)和正交调制信号Y (t)可以利用下述式(7)表示。J> ~ (O = cos 一 ( /) 1" "0 = sin ^ "O …("基本上通过利用这些信号正交调制载波，可以获得RF频带的调制信 号。另外，由于在该状态下信号为较宽频带，所以也可以利用频带限制 滤波器进行频带限制。该情况时，把频带限制滤波器的脉冲应答设为h (t),频带限制后的同相调制信号Y、(t)和正交调制信号YA。(t)不利用上 述式(7)，而利用下述式(8)表示。}^/(0= 「'。cos ,(卜"2(0= Psin ,(卜"'WO"7 …(8)、 "o同样，关于第2波形生成部103，根据图4 (a)所示的码元波形的 相位迁移()A(t)，基带调制信号的相位迁移xj/(t)利用下述式(9)表示。<W= S|>~(f-(pM + / -i)r )+糊 (9)""OO怖=1其中，(j)B迈(t)=0; (t幼，t》T)并且，同相调制信号Y (t)和正交调制信号YVt)可以利用下述式 (10)表示。' 、另外，上述式(8)和式(10)的积分范围一t。 t。表示脉冲应答h (t)的扩散范围。并且，频带限制滤波器只要是低通式既可，可以使用 各种特性(余弦滚降、平方根奈奎斯特、高斯等)和参数(截止、滚降 率等)。在此，作为一例，下述式(11)表示截止角频率o)。、滚降系数Y 的余弦滚降滤波器的脉冲应答h (t)。
(必0 / ;r). (sin必0〃 《0/) cos另外，波形存储部1807按照上述式(8)存储有同相调制信号Y、(t) 和正交调制信号YAQ(t)。在图3所示的第1波形生成部102中，作为一例， 说明把频带限制滤波器的脉冲应答h (t)的扩散范围一t。 t。设为前后1 码元的情况。在该情况下，在波形存储部1807中对当前及前后1码元的 所有发送数据图形分量进行计算，并存储各个调制信号的基本单元 (element)。所输入的差分编码信号121在移位寄存器1805或1806中 被延迟，作为包括以第k码元为中心的前后第k一l码元和第k+l码元 在内的调制信号的基本单元的选择信号，输入波形存储部1807。时钟振荡器1801使码元频率Fs的时钟信号振荡，并作为动作时钟 输入各个移位寄存器1805或1806。 M计数器1804以码元频率Fs动作， 向波形存储部1807输入M种波形选择信号1823。由此，波形存储部1807 可以把M码元作为1周期，进行多个码元波形的选择。波形存储部1807 是存储每个码元的调制信号基本单元的波形表的存储器，但各个调制信 号基本单元针对每一个码元存储L样品。把L分频器1802输出的频率L "Fs 的时钟作为读出时钟，把计数信号1822作为读出地址，依次读出码元内 的信号点。两轴的调制信号分别在D/A转换器1808和1809中转换为模 拟值，通过低通滤波器1801和1811去除折叠成分，作为同相调制信号 122和正交调制信号123输出。第2波形生成部103虽然存储的波形不同， 但结构及动作完全相同。另外，如上述式(7)所示，在不进行频带限制时，将不需要移位寄 存器1805和1806，差分编码信号121直接被输入波形存储部1807。并 且，在进行1码元延迟的差分编码时(M=l)或码元波形为一种时，将 不需要M计数器1804。RF正交调制部104使用从第1波形生成部102输出的调制信号调制 载波信号126，生成RF频带调制信号127。并且，RF正交调制部105使 用从第2波形生成部103输出的调制信号调制载波信号126，生成RF频 带调制信号128。图5是表示RF正交调制部104和105的具体结构的图。
在图5中，RF正交调制部104和105分别具有90度移相器1503、 平衡调制器1501和1502、合成器1504。在RF正交调制部104中，从振 荡器106提供的载波信号126，在平衡调制器1501中被从第1波形生成 部102输出的同相调制信号122调制，成为同相被调制信号1510。并且， 载波信号126通过90度移相器1503移相90度后，在平衡调制器1502 中被从第1波形生成部102输出的同相调制信号123调制，成为正交被 调制信号1511。正交被调制信号1511和同相被调制信号1510在合成器 1504中被合成，生成RF频带调制信号127。 RF正交调制部105同样使用 第2波形生成部103生成RF频带调制信号128。在RF正交调制部104和105生成的RF频带调制信号127和128， 分别通过放大器107和108放大后，通过发送天线109和110发送。下面，使用图1说明上述结构的本实施方式的传输系统的接收装置140。从发送装置100发送的多个发送信号被接收天线141接收，作为RF 频带接收信号150输入放大器142。放大器142将所接收的RF频带接收 信号150放大。RF部143将通过放大器142放大的RF频带接收信号150 的频率从RF频带转换为基带频带。延迟检波部144对被转换为基带频带 的接收信号151，在相互正交的两个轴进行延迟检波，获得检波信号152。 数据判定部145判定从延迟检波部144输出的检波信号152，对每1码元 输出2比特的接收数据153。图6是表示延迟检波部144的具体结构的图。在图6中，延迟检波 部144具有M码元延迟器1601、乘法器1602和1603、-45度移相器1604、 +45度移相器1605、低通滤波器1606和1607。 M码元延迟器1601使接 收信号仅延迟M码元长度。另外，载波的相位在输入和输出中为同相。 低通滤波器1606和1607不仅去除在乘法器1602和1603产生的载波的2 倍频率成分，而且发挥将后述的多个检波输出合成的作用。另外，在图6 中，延迟检波部144处理在前段的RF部143中被转换为基带频带的接收 信号151，但也可以直接输入RF频带接收信号150并处理。下面，关于在上述结构的本实施方式的传输系统中进行的传输方法 发挥分集效果的原理，以作为生成基带调制信号的基础的第1和第2码 元波形为中心进行具体说明。首先，说明可以忽视传输路径的延迟分散的情况。具体地讲，指从 各个发送天线109和110发送的信号在传输路径中产生各自的多路径(多 重路径传输)，但这些多路径波之间的相对延迟相对于码元长度可以忽视 的情况。来信信号A和来信信号B分别进行独立的瑞利(Rayleigh)变 动的情况等相当于上述情况，这种情况被称为传输频带内的传输路径频 率特性相同的平坦衰减(flatfading)。并且，相位差a是依赖于发送天 线109和110与接收天线141的距离关系的参数。图7是针对每个码元表示从两个发送天线109和110发送的发送信 号A和B被接收天线141接收后的来信信号A和B的相位的示意图。图7 表示第k一M码元、第k一M+l码元、第k码元、第k+l码元的相位。 另外，把对应发送数据的信号点的相位设为ek，把发送信号A的第m码元 波形的相位迁移设为()A(t)，把发送信号B的第m码元波形的相位迁移设 为f"t)。来信信号A在第k码元中，被施加在码元内以一定相位ek为起点的码元波形的相位迁移(j) (t)。同样，来信信号B被施加以第k码元中的信 号点的相位ek与来信信号之间的相位关系oc的合成相位点为起点的码元 波形的相位迁移(l) (t)。在从第k码元的M码元之前的第k一M码元，被 施加以信号点的相位e卜M为起点的与第k码元相同的码元波形的相位迁移 (lA(t)或(f)Ut)。并且，在延迟检波部144中，在第k码元和第k一M码元 进行延迟检波。 '图8是示意表示来信信号A和来信信号B的相位关系及码元之间的 相位关系的相位迁移图。另外，在该示例中表示发送信号A(来信信号A) 和发送信号B (来信信号B)的码元波形进行图4 (a)所示的相位迁移的 情况。在图8中，第k一M码元的来信信号A的相位按照相位迁移al变化， 来信信号B的相位以相对于相位迁移al的起点仅位移相位差oc的相位值 为起点，按照相位迁移bl变化。并且，在第k码元中，来信信号A的相 位以从第k一M码元的相位迁移al的起点仅位移基于差分编码的相位A0k 的相位值为起点，按照相位迁移a2变化，来信信号B的相位以相对于相 位迁移a2的起点仅位移相位差a的相位值为起点，按照相位迁移b2变化。 因此，第k一M码元的相位迁移al和bl与第k码元的相位迁移a2和b2 的关系为仅位移了基于差分编码的相位Aek的关系。因此，如果在第k一M 码元中对第k码元进行延迟检波，则可以获得基于差分编码的相位Aek， 所以能够解调数据。另外，利用向量图说明来信信号A和来信信号B之间的相位关系。现在，按照图9所示，把来信信号A的信号电平设为1，把来信信 号B的信号电平设为p，把来信信号之间的相位差设为oc。该情况时，如图10所示，在第k一M码元中，来信信号B的向量Su 相对于来信信号A的向量SiA相位只差oc。来信信号A的相位以向量S^为 起点随吋间一起对应(j) (t)而变化，并在任意时间t成为向量Su'。来信 信号B的相位以向量SB为起点随时间一起对应fm(t)而变化，并在任意 时间t成为向量S,B'。此时，时间t的接收波的向量为V卜m。同样，在第k码元中，来信信号A的向量S2A相对于向量Sw相位只 差A0k (在此表示作为检波对象的码元之间的相位差Aek为兀的情况)，来 信信号B的向量S2B相对于向量S2A相位只差a。来信信号A的相位以向量S2A为起点随时间一起对应(j)Ut)而变化，并在任意时间t成为向量S2A'。 来信信号B的相位以向量S2B为起点随时间一起对应()) (t)而变化，并在某个时间t成为向量S2B'。此时，时间t的接收波的向量为vk。这样，关于来信信号A和来信信号B，第k一M码元和第k码元分别在码元内迁移相同的相位，所以两个接收波向量Vk和Vk-m的相位关系在任意时间t时常为A9k。下面，说明能够有效获得检波输出的码元波形的相位迁移。在图10中，分别把第k一M码元和第k码元的信号点设为Sk—m和Sk时，任意时间t的接收波向量Vk—m(t)和Vk(t)利用下述式(12)表示。<formula>formula see original document page 21</formula>因此，基于延迟检波的检波输出Dk(t)利用下述式(13)表示。其中， *表示复数共轭。，=，《』...(13)<formula>formula see original document page 21</formula>因此，Dk(t)利用下述式(15)表示。柳,| 'exp(/.A《Hl + p2+2,cos(0)V) —^m(,)-")}…(15)在该式(15)中，项exp (j*A6k)表示对应负责发送数据的相位 A9k的检波信号，项lsj2及U+p2+2pcl) .C0S((^(t)-(jA(t)-aM时常是非负 的，所以表示时常能够获得正确的检波输出。式(15)为零是在第3项 的U+p2+2pc[) C0S((j)AB(t)-fra(t)-ocM为零的时候，但这只限于p二l而且 cos项为一l时的瞬间。该第3项只要两个码元波形的相位差(^(t)-(j)Ut) 在时间间隔(Kt〈T中变化，则任意的p、 a尽管在一瞬间成为零，但通常 情况下不会是零。即，这意味着合成了来信信号A和来信信号B的检波 输出不会完全消失，能够获得分集效果。另外，变化量越大，在码元内的0<t<T中越能获得多个有效的检波输出，并可以获得更高的路径分集 效果，但是优选在2兀以上变化时，COS((|)A (t)-(()Ut)-oc)必须是1，并一 定存在检波输出为最大的t。因此，关于本实施方式涉及的传输装置的第1波形生成部102和第 2波形生成部103存储的第1和第2码元波形，例如像图4 (a)所示的 相位迁移(J)A和(j)B那样，如果相位迁移的增减方向在相同时间区域中彼此不 同，则在接收侧能够获得较高的分集效果。下面，说明检波信号根据接收装置140的来信信号A和来信信号B 的相位关系而变化的情况。图11是表示在可以忽视传输路径的延迟分散性的情况下经由接收 天线接收的来信信号A和B的相位关系的示意图。图ll (a) (d)分 别表示oc二0度、90度、180度和270度时的来信信号A和B的码元波形 的相位关系。图11中的纵轴是把来信信号A的相位迁移a2的起点作为0 度、而在0 360度的范围内表示图8中的第k码元的相位的，所以是上 述式(3)和式(4)中(|^=720度的情况。并且，利用符号X表示来信 信号A和来信信号B的相位反相时的反相点，利用符号O表示相位同相 时的同相点。如图ll (a)所示，在传输路径中没有延迟的情况下，对来信信号A 和来信信号B进行了向量合成的接收波的振幅相互抵消并成为零的反相 点，与oc的大小无关，在l码元内仅存在一瞬间。因此，通过延迟检波该 来信信号A和B，检波振幅与接收波的平方成比例，成为基本相同的形状。 图12中利用实线表示的曲线即表示该状态。如图12中的实线所示，可 以获得极性(在图12中为正极性的示例)相对于发送数据常是正确的有 效的检波输出。并且，图12中的虚线表示通过低通滤波器1810和1811 后的检波输出。由于通过低通滤波器1810和1811，所以即使在一瞬间成 为零并形成缺失，也能够在码元内获得合成了在多个时间位置得到的有 效输出的检波输出，能够发挥分集效果。下面，说明不能忽视传输路径的延迟分散的情况。
在此为了容易说明，将图13所示的来自两个发送天线的来信信号视 为两波的两波到达模式。首先，分别考虑接收到发送信号A的直达波和 延迟波的情况、和接收到发送信号B的直达波和延迟波的情况，然后考 虑接收到总计4个到达波(来信波)的情况。图14A是针对每个码元表示来信信号A的直达波和延迟波的相位变 化的示意图。在此，把直达波和延迟波在各个载波之间的接收点的相位 差设为PA。延迟波的相位在第k码元中被施加发送信号A的码元波形的相位迁移C(t-t)，该相位迁移以对应发送数据的信号点的相位ek和信号之间的相位差PA的合成相位为起点，相对直达波仅延迟t。同样，延迟波的 相位在第k一M码元中，被施加以信号点的相位e卜M为起点的与第k码元 相同的发送信号A的相位迁移(^(t-i)。因此，在第k码元和第k一M码元中进行延迟检波时，能够获得正确 的检波极性，而且能够获得正确的解调数据的有效区间是第k码元中的 区域(ii)或第k一M码元中的区域(ii)'。其前后的区域(i)、 (iii)、 (i)'和(iii)'由于混入相邻码元的不同数据信号，所以产生码元间 干扰，未必是能够获得正确的解调数据的区域。图14B是针对每个码元表示来信信号B的直达波和延迟波的相位变 化的示意图。关于发送信号B的原理也完全相同，仅是把上述说明中的 直达波和延迟波在各个载波之间的接收点的相位差替换为卩b，把相对直达 波仅延迟t的发送信号B的码元波形的相位迁移替换为(J) (ti)。另外， 在此把有关发送信号A的直达波和延迟波的延迟差以及有关发送信号B 的直达波和延迟波的延迟差均设为相同的t，但即使它们不同时也能够获 得相同的改善效果。图15是表示发送信号A和B的直达波和延迟波在各自载波的接收点 的相位关系的图。除上述的Pa和Pb外，把发送信号A的直达波和发送信号 B的直达波在各自载波之间的相位差设为a'。并且，把相对于发送信号A 和B的各个直达波的延迟波的振幅设为pA和pB。关于直达波之间的振幅， 与之后的动作及改善效果的说明没有差异，所以在此为了简化而视为相 同。
图16A是示意表示发送信号A的直达波和延迟波的相位关系及码元 之间的相位关系的相位迁移图。另外，表示作为发送信号A的码元波形 而使用了图4 (a)所示的())a的情况。在图16A中，第k一M码元的直达波 的相位按照相位迁移al变化，延迟波的相位以相对相位迁移al的起点 仅位移了PA的相位值为起点，按照相位迁移cl迁移。并且，在第k码元 中，直达波的相位以从第k一M码元的相位迁移al的起点仅位移了基于 差分编码的Aek的相位值为起点，按照相位迁移a2迁移，延迟波的相位 以相对相位迁移a2的起点仅位移了PA的相位值为起点，按照相位迁移c2 迁移。因此，第k一M码元的相位迁移al和cl及第k码元的相位迁移a2 和c2的关系为仅位移了基于差分编码的A0k。因此，如果在第k一M码元 中对第k码元进行延迟检波，则能够获得基于差分编码的A0k，所以能够 解调数据。这种关系在图16B所示的示意表示发送信号B的直达波和延 迟波的相位关系及码元之间的相位关系的相位迁移图中也相同。下面，利用向量图说明发送信号A的直达波和延迟波之间的相位关系。图17A是利用向量表示发送信号A的直达波和延迟波的相位迁移的 示意图。在此，只考虑图14A中的有效区间(ii)或(ii)'。图17A表 示发送数据，表示作为检波对象的仅偏离了 M码元的两个码元之间的相 位差Aek为兀时的一个示例，把第k一M码元的信号点设为Su，把第k码元 的信号点设为S2A。在第k一M码元中，延迟波的向量SiAd相对于直达波的向量S^相位仅 差J3a。直达波的相位以向量Sa为起点随时间一起对应(^(t)而变化，在任 意的时间t利用向量S1A'表示。延迟波的相位以向量Sw为起点随时间一起对应()A(t-T)而变化，在时间t利用向量Su/表示。此时，时间t时的接收波的向量为VAk,同样，关于第k码元，直达波的向量S2A相对于向量Sw仅差Aek，延迟波的向量S2Ad相对于向量S2A仅差P"直达波的相位以向量S^为起点随 时间一起对应(^(t)而变化，在任意的时间t利用向量S2/表示。延迟波 的相位以向量S2Ad为起点随时间一起对应(^(t-T)而变化，在某个时间t
利用向量S2a/表示。此时，时间t时的接收波的向量为yAk。这样，关于发送信号A的直达波和延迟波，第k一M码元和第k码元在各自码元内迁移相同的相位，所以两个接收波向量vAk和vAk—M的相位关系也在任意时间t时常是A9k。图17B是利用向量表示发送信号B的直达波和延迟波的相位迁移的 示意图。在此，只考虑图14B中的有效区间(ii)或(ii)'。图17B也 表示发送数据，表示作为检波对象的仅偏离了 M码元的码元之间的相位 差A0k为兀时的一个示例。在从发送信号A的第k一M码元的信号点S,a仅 旋转相位差oc'的位置，存在发送信号B信号点SiB，另外在仅旋转A9k的 位置存在第k码元的信号点S2B。在第k一M码元中，延迟波的向量S^相对于直达波的向量S:b相位仅差卩b。直达波的相位以向量Sw为起点随时间一起对应(()Ut)而变化，在任 意的时间t利用向量S,b'表示。延迟波的相位以向量S^为起点随时间一 起对应(l) (ti)而变化，在时间t利用向量S1Bd'表示。此时，时间t时 的接收波的向量为VVm。同样，关于第k码元，直达波的向量S2B相对于向量SM仅差A6k，延迟波的向量S2ABd相对于向量S2B相位仅差PB。直达波的相位以向量S2B为起 点随时间一起对应()A(t)而变化，在任意的时间t利用向量S2B'表示。延迟波的相位以向量S2Bd为起点随时间一起对应(j)Ul:-T)而变化，在某个时间t利用向量S2Bd'表示。此时，时间t时的接收波的向量为VBk。这样，关于发送信号B的直达波和延迟波，第k一M码元和第k码元在各自码元内迁移相同的相位，所以两个接收波向量v^和WM的相位关系也在任意时间t时常是A9k。结果，在具有图13所示的总计4个到达波的情况下，如图18所示， 最终在第k一M码元中接收到VAk—m和VVm的向量和VABk—m、在第k码元中 接收到叭和V 的向量和VABk，两者的相位差在有效区间内的任意时间t 依旧时常(总是)是A9k。这意味着从该接收信号延迟检波后的检波输出只要两个向量VAk和VBk(或V^m和VBk-m)没有相互抵消，或者来自两个天线的各个直达波和延迟波没有同时相互抵消、而且两个VAk和V (或VVm
和Wm)没有同时消失，即使存在一瞬间消失的情况，但在除此之外的 情况下都能够时常获得对应发送数据的正确极性的输出。SP，如在图11和图12中说明的那样，即使存在一瞬间为零的情况，但在除此之外的情 况下都能获得不是零的检波输出，而且由于通过低通滤波器，所以即使 在一瞬间成为零并形成缺失，也能够在码元内的有效区间内获得合成了 在多个吋间位置得到的有效输出的检波输出，能够发挥分集效果。如上所述，本发明的一个实施方式涉及的传输方法和传输系统，在 发送装置100中差分编码相同的发送数据，并以不同的码元波形调制， 通过不同的发送天线发送它们，在接收装置140中通过延迟检波进行检 波。由此，在存在基于传输路径中的路径差造成的延迟差和延迟分散的 情况下，也能够获得错误率的改善效果。图19与图30相同是示意表示本发明的传输方法的误码率和延迟量T 的关系的图。其相同之处是随着延迟量T接近码元长度T (或一T)，有效 区间縮短并最终消失，错误率劣化，但不同之处是即使延迟量T在O附近 时，也能够改善错误率。因此，在本发明中，不必像专利文献1那样有意识地向发送信号插入预定延迟，通过将设定延迟量Ts设为O、即不插入延迟，可以获得最大的耐延迟性。图19图示了该状态，与图30相比可 知，耐延迟性得到大幅改善。另外，在图13的两波到达模式中，图109表示来自各个发送信号A 和B的直达波和延迟波的延迟时间差同为T时的特殊结构，所以当然图109 所示的结构可以有意识地插入延迟。在来自各个天线的传输路径之间， 基于结构设置上的原因等，如果产生了基于路径差的恒定的延迟差，则 通过插入延迟使抵消，这样，针对由于其他原因导致的延迟差及延迟分散，也能够发挥最大耐性。 而且，在接收侧完全不需要传输路径推测及其跟踪处理等，所以在快速 移动体等的传输路径快速变动的环境下也能够保持效果。本发明可以用于采用了使用多个发送天线发送信号的分集发送的传 输系统等，尤其对于接收终端的大小和处理能力受限制，并在传输路径 特性快速变动的电波传输环境下使用的情况等非常有用。例如，无线ic
标签系统、包括针对快速移动体的通信的路车间通信、汽车间通信和人 车之间通信系统等。
权利要求
1.一种传输方法，使用多个发送天线，从发送侧向接收侧传输根据相同发送数据调制的调制信号，所述发送侧基于所述发送数据生成在相同时间的码元中成为彼此不同的码元波形的多个调制信号，并从所述多个发送天线分别发送所述生成的多个调制信号，所述接收侧通过任意一个接收天线接收从所述多个发送天线发送的所述多个调制信号，检波所述接收的调制信号，解码通过检波得到的检波信号，从而得到接收数据。
2. 根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生成 以下的所述调制信号，目卩，使仅偏离预定码元数的任意两个码元的码元 波形相同而与发送数据无关，并且该任意两个码元的相位差是根据发送 数据确定的。
3. 根据权利要求2所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧把所 述预定的码元数设为1，生成所述调制信号。
4. 根据权利要求2所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧对于 所述相位差使用以2的乘幂的数将27i均等分后的角度中的任一个。
5. 根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述接收侧通过 延迟检波得到所述检波信号。
6. 根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧在l 码元期间至少生成第1码元波形和第2码元波形，该第1码元波形具有 相位的时间变化的二次微系数时常不是零、而且相位在时间方向增加的 相位迁移，该第2码元波形具有相位的时间变化的二次微系数时常不是 零、而且相位在时间方向减少的相位迁移。
7. 根据权利要求6所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生成 所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有这样的相位迁移，即在1码元期间的预定点之前相位的时 间变化量减少、而在该预定点之后相位的时间变化量增加。
8. 根据权利要求7所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生成 所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有把所述预定点作为1码元期间的中心点、而中心点以前的 相位与中心点以后的相位对称变化的相位迁移。
9. 根据权利要求6所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生成 所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有这样的相位迁移，即在1码元期间的预定点之前相位的时 间变化量增加、而在该预定点之后相位的时间变化量减少。
10. 根据权利要求9所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生 成所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有把所述预定点作为1码元期间的中心点、并使中心点以前 的相位与中心点以后的相位对称变化的相位迁移。
11. 根据权利要求6所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生 成所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有在整个1码元期间相位的时间变化量减少的相位迁移。
12. 根据权利要求6所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生 成所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有在整个1码元期间相位的时间变化量增加的相位迁移。
13. 根据权利要求1所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧至 少生成第1码元波形和第2码元波形，该第1码元波形具有这样的相位 迁移，即相位的时间变化的二次微系数时常不是零、而且相位在1码元 期间的预定点之前在时间方向增加并在该预定点之后转为减少，该第2 码元波形具有这样的相位迁移，即相位的时间变化的二次微系数时常不 是零、而且相位在1码元期间的预定点之前在时间方向减少并在该预定 点之后转为增加。
14. 根据权利要求13所述的传输方法，其特征在于，所述发送侧生 成所述第1码元波形和所述第2码元波形，所述第1码元波形和所述第2 码元波形具有把所述预定点作为1码元期间的中心点、并使中心点以前 的相位与中心点以后的相位对称变化的相位迁移。
15. —种传输系统，由使用多个发送天线发送根据相同发送数据调 制的调制信号的发送装置、和利用任意一个接收天线接收从该装置发送 的调制信号的接收装置构成，所述发送装置具有-差分编码部，对所述发送数据进行差分编码并生成差分编码信号； 多个波形生成部，分别以预先存储的多个码元波形调制所述差分编码信号，生成在相同时间的码元中具有彼此不同的码元波形的多个调制信号；多个RF正交调制部，分别正交调制所述多个调制信号，并变换成载 波频带的信号；多个发送天线，分别发送所述被转换频带后的所述多个调制信号， 所述接收装置具有接收天线，接收从所述多个发送天线发送的信号； 延迟检波部，对所述接收的信号实施延迟检波处理和低频滤波处理， 生成检波信号；数据判定部，对所述检波信号进行数据判定，输出接收数据。
全文摘要
传输装置(100)具有差分编码发送数据的差分编码部(101)、第1波形生成部(102)、第2波形生成部(103)、两个发送天线(109和110)。接收装置(104)具有任意一个接收天线(141)、延迟检波部(144)、低频滤波延迟检波信号的数据判定部(145)。接收装置(104)通过接收利用相关彼此较低的两个波形调制后的调制信号，可以在传输路径快速变动的快速衰减中，与传输路径有无延迟分散性无关地发挥分集发送效果并改善传输特性。
文档编号H04B7/04GK101160748SQ200680012128
公开日2008年4月9日 申请日期2006年3月24日 优先权日2005年3月28日
发明者中原秀树, 田中宏一郎, 高井均 申请人:松下电器产业株式会社