专利名称：用于dqpsk调制信号的光纤传输系统、发射机和接收机及方法
技术领域：
本发明涉及用于生成DQPSK(差分四相相移键控)调制光信号的发射机，其包括用于将光载波信号分为第一和第二分支的分路器；分别在第一和第二分支中的第一和第二Mach-Zehnder干涉仪，每一个Mach-Zehnder干涉仪都利用电调制信号工作；在分支之一中的移相器，生成π/2的标称相移；以及用于组合该两路分支的光输出信号的合路器。
本发明还涉及用于解调DQPSK调制光信号的接收机，其包括用于将光信号分为第一和第二分支的分路器，该每个分支包括在差分干涉仪之后的平衡接收机，该每个差分干涉仪包括在该差分干涉仪相应的分支中布置的延时器和移相器，该移相器生成绝对值为π/4的标称相移。
本发明进一步涉及用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统，其包括用于通过生成两个电调制信号来对数据比特序列进行预编码的预编码器，用于从该电调制信号生成DQPSK调制光信号的发射机，用于传输该DQPSK调制光信号的光纤线路，以及用于解调通过该光纤线路所传输的该DQPSK调制光信号的接收机。
最后，本发明涉及使用于DQPSK调制光信号的光移相器稳定的方法，该光移相器优选地安装于上述种类的发射机或接收机中。
背景技术：
差分四相相移键控(DQPSK)是一种先进的新的调制格式，其作为用于可在高速传输(43Gbit/s或更高)中操作的高频谱效率光网络的有前途的备选方案，受到了极大的关注。然而，由于需要生成一些反馈信号来分别稳定发射机或接收机，DQPSK信号的生成和接收相当复杂。
在下文中，将给出对于该DQPSK生成和接收的要点概览以便更好地理解本发明，首先解释PSK(相移键控)以及QPSK(四相相移键控)调制方案。
相移键控(PSK)是一种用于通过对参考信号(载波)的相位进行调制来传输数据的数字调制方案。为每个相位分配二进制比特的唯一模式，在下文中称作“符号”，代表该特定相位。在QPSK中，这些符号在复平面内绕一个圆圈等距地布置，每个符号对应两比特的一个模式(双比特“00”、“10”、“01”以及“11”)，如图2a所示。在差分相移键控(DPSK)中，并非直接以该符号的相位而是以它们的相位差对信息进行编码。因此，在DQPSK调制方案中，分别以π/4、3π/4、-3π/4，-π/4的脉冲相位差对图2a的符号进行编码。
尽管QPSK(以及因此的DQPSK)可被视为四相调制，但其更易被视为两个独立调制的正交载波。偶数(奇数)比特继而被用于调制该载波中的同相分量，而该奇数(偶数)比特被用于调制该载波的正交相位分量。因此，为了生成DQPSK信号，需要将二进制比特流分为分别对应于同相分量和正交相位分量的两个序列，从而DQPSK调制信号的生成相比于例如通断键控(OOK)的标准调制方案更困难。
图1中所示的用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统1具有预编码器2，该预编码器2用于通过生成上文所述的两个序列并且形成两个对应的电调制信号，来对二进制比特流进行预编码。这些被提供给发射机3，用于从中生成DQPSK调制光信号。该光信号随即经由光纤线路4被传输给接收机5，该接收机5通过重构同相分量和正交相位分量，来对该DQPSK调制光信号进行解调。
下文的描述将着重于发射机3和接收机5，因为在预编码器2中所执行的预编码与本发明的关联性较小并且其执行方式对于本领域技术人员是公知的。
在图3a中更为详细地示出了图1的DQPSK发射机3，该DQPSK发射机3包括用于生成光载波信号的激光源6(激光二极管)；用于将光载波信号分成具有相等强度的第一和第二分支8a、8b的光分路器7；在第一分支8a中的第一Mach-Zehnder调制器(MZM)9；在第二分支8b中的第二Mach-Zehnder调制器10和π/2光移相器11；以及用于从两个分支8a、8b的光信号产生单一DQPSK输出信号的信号合路器7’。该第一和第二MZM 9、10作为相位调制器而操作并且其中每个均利用对应于上文所述的同相和正交相位序列的电调制信号UK、VK来驱动。这些电信号均提供有20Gbit/s的数据速率，带来40Gbit/s的光信号的总数据速率。
在发射机3中，指出了两处不完善用作相位调制器的Mach-Zehnder调制器9、10的偏置偏差(bias deviation)以及π/2移相器11的相移误差，这两者将在下文中得以更详细的描述。
为了利用电调制信号UK、VK调制光载波信号，利用电驱动电压驱动作为简单的两波干涉仪的Mach-Zehnder调制器9、10，导致图4中所示的正弦传递函数。当正常工作时，在干涉仪透射最小处将MZM 9、10的偏置电压设定成使得对于+/-Vπ的电驱动分别对应于两个相邻的最大透射点，正如图4的实线曲线情形。于是应用高比特率的信号，其集中于0V并具有2Vπ的幅度。然而，如果未适当调整该偏置电压，则可能发生ΔV的偏置偏差，导致透射曲线的偏移，使得最大光透射不再在+/-VπV处获得而是在更高的电压处获得，正如图4中虚线曲线的情形。
该偏置偏差ΔV被定义为偏置电压从其正确值的偏移，导致由于将符号从它们在复平面内的理想位置移开而引起符号星座图的改变，如图2b中的箭头所示。第一分支8a的MZM 9中的偏置偏差水平地偏移符号，而包括π/2移相器11的第二分支8b的MZM 10中的偏置偏差竖直地偏移符号(图2b中仅示出第一种情况)。相比于理想情况，在这两种情况下符号互相更为靠近，使得背对背灵敏度降低。
由于该偏置偏差引起的该改变导致了在DQPSK调制信号中幅度的减小以及相位误差，因为调制相位不等于0或π/2，见图10a的对具有等于π/10的偏置偏差的光信号的时域表示，其中光功率的幅度以及相位分别由实线和虚线所表示。改变的信号的幅度电平相比于理想情况被减小，因为来自两个分支8a、8b的信号在图3a的合路器7’中的干涉并非完全相长。此外，某些伪像(尖峰信号等)出现在该相位和幅度曲线中，因为最大透射不是分别集中于电压-Vπ和+Vπ处。
从图11a可以得出由该偏置偏差引起了光传输系统性能降低，图11a示出了以dB为单位度量的Q(品质)因子惩罚(实线)以及输出功率偏差(虚线)与光信噪比(OSNR)为14.5dB的偏置偏差的依赖关系。从图11a可以得出，即使系统性能并不强烈地受到低偏置偏差的影响，较高的偏差也会引起大的惩罚，导致对于0.6 rad的偏差的1dB的惩罚。因此，必须找到一种减小MZM 9、10中偏置偏差以用于稳定图3a的发射机3的方式。
此外，图3a的DQPSK发射机3需要关于由π/2移相器11所引起的减损而保持稳定。如果移相器11的相移不等于π/2，则光合路器7’中的干涉或在后续接收机的解调部分处的差分干涉并非是完全相长或相消的。正如可从示出了复平面内的DQPSK符号的图2c中所得出的，相移误差导致DQPSK星座图中的不对称，这造成了符号间距离的不同，因此导致在该发射机3中所生成的DQPSK光信号的幅度电平不同，正如从示出了光信号对于π/10的相移误差的时域表示的图10b中所得出的。该π/2相移误差所致的主要减损是在图3a的发射机3输出处的光合路器7’中干涉的不理想。作为结果，除了第一(标称的)功率幅度电平16，该DQPSK光信号中还存在第二幅度电平17(均在图10b中以圆圈标出)，使得在图1的接收机5处的检测处于不利。这在使用差分干涉进行解调时尤为严重，因为连续脉冲之间不理想的干涉影响系统性能，如图11b中所示，Q因子(实线)在发射机处由于相移误差而处于不利，这样使得对于0.3rad(对应于π/10)的相移误差得到1dB的惩罚。
除了已在上文做出描述的由于发射机3引起的图1传输系统1的减损，还存在由于图5a中更详细示出的接收机5引起的进一步的减损。
接收机5包括分路器30，用于将所接收的DQPSK光信号分为两个相等部分，这两部分中的每一部分被引入两个分支31a、31b之一。在下文中，将仅详细描述在第一分支31a中的分量，第二分支31b的类似分量被指定基本参考标号。第一分支31a包括用于使两路连续脉冲共同干涉的差分干涉仪32，并且其后是平衡接收机33。该差分干涉仪32将光信号分成第一和第二分支36a、36b，其中第一分支包括延时器34，其中第二分支包括具有+π/4标称相移的移相器35。两个分支在该干涉仪32的输出处被重新组合并且在被分别引入差分接收机33相应分支中的光电二极管之前被再次分离，将光电二极管的两个光输入信号变换为一个电输出信号。
第二分支31b与第一分支31a的不同之处仅在于，移相器35’生成-π/4而不是+π/4的标称相移。两个移相器35和35’之间π/2的总相位差是第一分支31a的平衡接收机33对DQPSK光信号的同相分量IK进行解码而第二分支31b的平衡接收机33’对正交相位分量QK进行解码的原因。
在上文所描述的DQPSK接收机5中的主要减损包括不等于π/4的相移，其导致多电平眼图以及较低的检测灵敏度。这种相移误差可以是由于以下原因所致的激光器失调，来自π/4移相器的不理想，或不等于一比特时间T的延时T。
所有原因可以累加为相位项ΔφΔφ＝Δπ/4shift+2πΔvlaserT+2πΔTv0，其中
Δπ/4是移相器不匹配，Δvlaser是来自其中心波长v0的激光器失调，ΔT是比特延时误差。
在下文中，术语“相移误差”表示由上文所描述的所有不理想所引起的相位项Δφ。
如发射机具有相移误差的情况那样，在接收机处的相移不匹配也导致不理想的干涉并从而导致4电平眼图，即，4个不同的幅度电平。针对理想情况(实线)和相移误差等于π/10(虚线)的情况，在图10c中示出了电信号在平衡接收机33输出处的标称电压幅度的时域表示。值得注意的是，相对于理想信号的变化为标称强度值的大约50％，使得在这种情况下出现四个截然不同的电平而不是当接收机得到优化后的两个电平。因此，本应以标称幅度电平1.0编码的逻辑“1”被编码为两个不同幅度电平，第一个幅度电平18等于0.7，第二个幅度电平19等于1.2。
正如所预期的那样，图11c示出在接收机侧作为Q因子惩罚(以dB为单位)而度量的相移误差的容错能力非常低对于±π/40获得1dB(实线)。作为对照，等于π/40的相移对应Δvlaser＝500MHz。关于激光源，通常波长不稳定性在0.01nm左右，即1.2GHz。
总而言之，需要使发射机和接收机稳定以便抵销上文所述的减损。出于这样的目的需要寻找反馈信号，通过其可以生成用于Mach-Zehnder调制器和移相器的适当的偏置信号。最佳的现有技术解决方案是通过使用比特误码率(BER)作为反馈信号来设置调制器(发射机)和解调器(接收机)。这种解决方案的思路是通过最小化BER来寻找最优设置。然而这种解决方案对于发射机和接收机设置的缺点在于BER监测的成本，是一种相当复杂的算法。此外，在接收机侧监测BER，该接收机可以定位于远离发射机几百公里处。
发明内容
本发明的第一目的是提供上述种类的DQPSK发射机，用于通过以特别简单且成本有效的方式所生成的偏置信号来稳定Mach-Zehnder调制器，还优选地稳定π/2移相器。
本发明的第二目的是提供上述种类的DQPSK接收机，用于通过以特别简单且成本有效的方式所生成的偏置信号来最小化相移误差。
本发明的第三目的是提供一种用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统，其具有分别关于相移误差和偏置偏差而稳定的发射机和接收机。
本发明的第四目的是提供一种使用可有效生成的偏置信号来使用于DQPSK调制光信号的光移相器稳定的方法。
根据本发明的第一方面，通过上述种类的发射机实现本发明目的，该发射机包括反馈电路，该反馈电路生成用于调整至少第一和第二Mach-Zehnder干涉仪的偏置的至少第一和第二偏置信号，该反馈电路包括用于从在合路器之后的光信号中提取的采样信号生成至少第一和第二反馈信号的检测器；以及针对每个偏置信号的本地振荡器，用于生成在预定义频率下调制偏置信号的辅助信号；锁定检测器，用于确定反馈信号与辅助信号之间的相位差；以及偏置电路，用于从该锁定检测器的输出信号生成偏置信号，其中辅助信号的预定义频率彼此不同并且优选地为彼此的非整数倍。
与根据在接收机输出处的判决门之后所度量的BER来生成偏置信号的现有技术形成对比，本发明的发射机根据基于发射机光输出信号的反馈信号来生成偏置信号。本发明的基本理念是使用反馈信号作为用于锁定检测的输入信号，以使得反馈信号相对于标称值的偏差最小化的方式调整提供给Mach-Zehnder调制器的偏置信号(并优选地进一步调整提供给移相器的偏置信号)。优选地，针对第一和第二Mach-Zehnder调制器以及移相器中的每个生成独立的反馈信号，尽管也可以向这些分量之一提供并非以上述方式生成的偏置信号。用于稳定单个Mach-Zehnder调制器的锁定检测的原理同样是已知的，参见例如US 6278539 B1，此处通过参考将其全部内容引入。可以理解到，根据本发明的偏置信号的调制可以在反馈电路中执行，或可以在Mach-Zehnder调制器中执行，并且存在不同的调制可能性，在上文引用的文献中已详细描述。
在本申请中，通过从共同采样信号生成两个独立反馈信号来执行对两个Mach-Zehnder调制器的稳定。为了能够在合路器输出处从采样信号生成独立反馈信号，将辅助信号的预定义频率选择为彼此不同。而且当把这些频率选择为彼此的非整数倍时，可以抑制这些频率之间的干涉。
在发射机的优选实施例中，检测器包括平均功率检测单元，用于生成指示采样信号的平均功率的反馈信号。合路器之后的光信号的平均功率在Mach-Zehnder调制器的偏置偏差最小时达到最大，参见针对功率偏差与偏置偏差的依赖关系的图11a的虚线曲线。平均功率随偏置偏差的增大而降低，符合当偏置偏差增大时星座图上的电平更靠近的事实。因此，通过生成使反馈信号最大化的偏置信号，可以获得Mach-Zehnder调制器的最优设置。
在进一步优选的实施例中，检测器包括峰值功率检测单元，优选为二次检测器，用于生成指示采样信号的功率超过阈值的反馈信号。二次检测器的带宽大约为20GHz(对应于DQPSK的符号速率，其中一个符号包括两个比特)。如此生成的反馈信号被用于针对移相器生成偏置信号。被用于生成Mach-Zehnder调制器反馈信号的采样信号的平均功率不能被用于这种情况，因为不管相移如何，平均功率均是恒定的。不过，正如上文已描述的，相移误差使得DQPSK调制信号生成在标称电平之上和之下的幅度电平18、19，如图10c中所示。因此，当给DQPSK调制信号的标称幅度电平设置阈值时(在图10c中等于1.0)，基于超过标称电平的峰值功率来生成反馈信号并且随后将反馈信号最小化，导致幅度电平的均衡化，使得可以将在标称电平之上和之下的幅度电平18、19进行重组。对于反馈信号与相移误差的这种依赖关系，可参见图11b的虚线曲线。
在进一步高度优选的实施例中，检测器进一步包括偏置T型器(bias tee)，其作为这样的组件用于传送RF信号，但允许改变用于生成峰值功率检测单元的可调阈值的信号的连续波(CW)电平。该偏置T型器生成采样信号幅度的补偿，从而可以将阈值设置在DQPSK调制信号的标称电平处。
优选地，二次检测单元为二极管。二极管提供高于某一电压阈值(例如0.7V)的二次特性并且因此理想地适合作为峰值功率检测单元。
在进一步优选的实施例中，在检测器的输出处布置至少一个滤波器。在二次检测器输出处的信号接近于CW信号(在KHz的范围内以辅助信号的频率进行调制)，并且滤波器是以辅助信号的预定义频率为中心频率的带通滤波器。
根据本发明的第二方面，通过上述种类的接收机实现本发明目的，该接收机包括反馈电路，该反馈电路生成用于调整至少移相器之一的偏置的至少一个偏置信号，该反馈电路包括至少一个检测器，用于从提取自相应平衡接收机输出信号的采样信号生成反馈信号，该检测器包括优选为二次检测器的峰值功率检测单元，用于生成指示采样信号的功率超过阈值的反馈信号；至少一个本地振荡器，生成用于在预定义频率下调制偏置信号的辅助信号；至少一个相位比较器，用于确定反馈信号和辅助信号之间的相位差；以及至少一个偏置电路，用于从相位比较器的输出信号生成偏置信号。
在根据本发明的接收机中，可以通过以与结合发射机的移相器所述的相同方式针对移相器生成偏置信号，来将上文所述的相移误差Δφ最小化，见图11c针对反馈信号偏差与相移误差的依赖关系的虚线曲线。尽管为了减小接收机的相位误差，取代锁定检测器，使用眼监测器(eye monitor)，后者具有使用双DFF、XOR等的复杂且昂贵的结构，但使得本发明所提供的解决方案简单得多并且成本大大减小。在进一步优选的实施例中，检测器进一步包括用于生成峰值功率检测单元(优选为二极管)的可调阈值的偏置T型器和/或包括在检测器输出处的至少一个滤波器。
根据本发明的第三方面，通过一种用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统实现本发明目的，该光纤传输系统具有根据本发明第一方面的发射机以及根据本发明第二方面的接收机，从而降低由上文所述减损所致的Q因子惩罚。
根据本发明的第四方面，通过一种使用于DQPSK调制光信号的光移相器稳定的方法实现本发明目的，该方法包括如下步骤从移相器的输出提取采样信号，通过度量超过代表DQPSK调制信号标称电平的阈值的采样信号功率来生成反馈信号，以及生成用于移相器的偏置信号，优选地通过锁定检测使反馈信号最小化，从而使移相器的相移误差最小化。
从描述和附图中可以得到进一步的优点。上文和下文中所涉及的特征可根据本发明被独立或以任何组合共同地使用。所涉及的实施例不应被认为是穷尽的列举而应认为是示例性地用于说明本发明。
图1示出了用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统，图2a至图2c示出了针对理想情况(a)、具有偏置偏差(b)以及相移误差(c)的DQPSK符号在复平面内的表示，图3a和图3b示出了根据现有技术的用于DQPSK调制信号的发射机(a)和根据本发明的具有反馈电路的发射机(b)，该反馈电路提供在不同频率下调制的偏置信号，图4示出了Mach-Zehnder调制器的光透射与电驱动信号的依赖关系，图5a和图5b示出了现有技术的接收机(a)以及根据本发明的包括用于生成偏置信号的反馈电路的接收机的细节(b)，图6示出了用于针对集成在图3b的发射机中的Mach-Zehnder调制器生成偏置信号的反馈电路，图7示出了用于使用二次检测器来针对图3b的π/2移相器生成偏置信号的反馈电路，
图8示出了二次检测器的电流(以mA为单位)与电压(以mV为单位)的依赖关系的特性图，图9示出了使用这样的二次检测器从采样信号生成反馈信号，图10a至图10c示出了对于以下的时域表示具有(a)π/10的偏置偏差和(b)等于π/10的相移误差的DQPSK发射机的光输出信号，以及对于在相移误差为π/10的DQPSK接收机输出处的电信号的时域表示，以及图11a至图11c示出了反馈信号和Q因子惩罚(二者均以dB为单位)的偏差分别与(a)偏置偏差以及(b、c)相移误差的依赖关系。
具体实施例方式
以下参考附图详细地描述本发明。在不同附图中使用相同的参考标号来标识相同或相似的元件。
以下将解释对图3a中所示DQPSK发射机3的稳定。为了稳定该发射机3的Mach-Zehnder调制器9、10以及π/2移相器11，其包括在图3b中所示的反馈电路12。由抽头耦合器(tap coupler)14在合路器7’之后从发射机3的输出提取采样信号。该采样信号被送至反馈电路12，该反馈电路12包括用于对采样信号进行光电转换的光电二极管13。该反馈电路12使用采样信号来生成三个偏置信号15.1至15.3，它们中的每个以不同的预定义频率f1到f3被调制，这三个信号被分别提供给Mach-Zehnder调制器9、10以及π/2移相器11。以使得MZM 9、10的偏置偏差以及移相器11的相移误差最小化的方式来选择偏置信号15.1至15.3。图3b仅表示了反馈电路12的总体体系结构，而未描绘出生成偏置信号15.1至15.3所必需的组件，这些将在下文中结合图6和图7进行描述。
图6示出了反馈电路12.1的针对第一Mach-Zehnder调制器9生成偏置信号所必需的组件。出于这个目的，该反馈电路12.1包括具有平均功率检测单元26的检测器21，用于生成指示采样信号平均功率的反馈信号。在检测器21中布置滤波器(未示出)，用于选择采样信号在接近预定义频率f1的频率范围内的分量。本地振荡器20生成辅助信号，用于以预定义频率f1调制在偏置电路23中生成的偏置信号。该反馈信号和该辅助信号被引入到锁定检测器22，以确定它们之间的相位差。该锁定检测器的输出经滤波并被提供给偏置电路23，用于生成DC偏置信号，以本领域技术人员公知的方式将来自检测器21的反馈信号最大化，这与采用锁定检测时相似(例如在US6278539中所详细描述的)。正如上文所描述的，发生器3输出处平均功率的最大化导致了Mach-Zehnder调制器9的偏置偏差的最小化。在图6中所示出的相同分量也可被用于针对第二Mach-Zehnder调制器10生成反馈信号，区别仅在于本地振荡器20在不同频率f2下生成辅助信号，用于避免在偏置信号的调制频率之间发生干涉。
图7示出了用于针对移相器11产生偏置信号的反馈电路12.2的组件，其与图6的反馈电路12.1的不同之处仅在于，检测器21’包括作为峰值功率检测单元的二次检测器29，而不是平均功率检测单元26。以这种方式，可以度量超过代表DQPSK调制信号标称电平的阈值的采样信号功率，并将其用作反馈信号，这将在下文中更详细地描述。通过将如此生成的反馈信号最小化，可以将由于移相器11引起的相移误差最小化，并且因此可获得光信号幅度电平的均衡化。
将图6所示的反馈电路12.1和图7的反馈电路12.2二者集成到图3b所示的反馈电路12中，用于分别针对两个Mach-Zehnder调制器9、10以及移相器11提供偏置信号。当然，可以将反馈电路12.1和12.2中的相同组件布置在图3b的反馈电路12的公共物理单元中，以便提供进一步的成本降低。
以下将结合图5b描述对于图5a的接收机5的稳定，图5b示出了接收机5的第一分支31a，其具有如图7中所示的反馈电路12.2。在接收机5中，第一平衡接收机33的电输出信号被提供给D触发器(DFF)以进一步处理该电信号，其中该D触发器(DFF)锁定到时钟信号C。抽头耦合器37用于在DFF之前提取电信号的部分，将其作为采样信号提供到如图7所示的反馈电路12.2，该反馈电路12.2包括在检测器21’中的附加偏置T型器24，用于生成对采样信号的补偿，使得可以将该采样信号的符号“1”的标称幅度电平设置为作为二次检测器29的二极管的阈值电压。该偏置T型器24具有三个端口第一端口，来自抽头耦合器37的RF信号被提供到该端口；第二端口，具有对应于该补偿的CW电平；以及对两个输入端口求和的输出端口。
在图8中示出了实际的二次检测器特性，表示在二极管输出处的电流(以mA为单位)与电压(以mV为单位)的依赖关系。该二次检测器29的带宽应被选择为大约20GHz以便能够检测峰值功率。
现在结合图9更详细地描述当使用二次检测器29时反馈信号的生成，其中图9以更示意性的方式示出了图8的二次检测器特性。在发生相移误差的情况下，二次检测器29的输入信号的电压(即，来自平衡接收器33的采样信号的电压)为4电平信号。调整采样信号的补偿27，使得采样信号的标称幅度电平与二极管的阈值电压相一致(例如0.7V)。二极管电流对在阈值之上的电压的依赖关系具有二次特性，并且因此来自图9中所示二次检测器的方波输出信号表示了超过阈值的电采样信号的功率。来自二次检测器的输出信号近乎CW信号(在KHz范围内的频率f3下调制)，并且该输出信号被提供给低通滤波器28，用于选择接近于该调制频率f3的波长。
在滤波器28输出处的反馈信号继而被提供给锁定检测电路，该锁定检测电路包括在图7和图5b中所示反馈电路12.2的锁定检测器22、偏置电路23以及本地振荡器20，针对接收器5的第一分支31a的π/4移相器35生成适当偏置信号。当然，可以使用同样的反馈电路12.2来稳定在接收机5的第二分支31b中的第二π/4移相器35’。重要的是需要注意，通过以上述方式生成偏置信号，不仅可以补偿由移相器35、35’造成的相移误差，而且可以补偿由发射机末端处激光器中的频率偏移造成的相移误差，以及补偿由延时器34、34’造成的相移误差。
稳定的发射机3以及接收机5可有利地用于如图1所示的光纤传输系统中，因此提供DQPSK调制信号的传输，而没有由相移误差或偏置偏差所引起的降级。因为本发明可以使用从明智选择的反馈信号所得出的偏置信号，对反馈信号的最大化和最小化分别带来对偏置偏差和相移误差的避免。该最大化或最小化通过锁定检测来执行，使得本发明提供了一种简单且成本有效的方式来生成用于以低惩罚传输DQPSK调制信号的偏置信号。
权利要求
1.一种用于生成DQPSK调制光信号的发射机，包括用于将光载波信号分为第一和第二分支的分路器；分别在所述第一和第二分支中的第一和第二Mach-Zehnder干涉仪，每一个Mach-Zehnder干涉仪都利用电调制信号进行操作；在所述分支之一中的移相器，生成π/2的标称相移；用于组合所述两路分支的光输出信号的合路器；用于生成用来调整至少所述第一和第二Mach-Zehnder干涉仪的偏置的至少第一和第二偏置信号的反馈电路，所述反馈电路包括用于从在所述合路器之后的所述光信号中提取的采样信号生成至少第一和第二反馈信号的检测器，以及针对每个偏置信号的本地振荡器，生成用于在预定义频率下调制所述偏置信号的辅助信号；锁定检测器，用于确定所述反馈信号与所述辅助信号之间的相位差；以及偏置电路，用于从所述锁定检测器的输出信号生成所述偏置信号，其中所述辅助信号的所述预定义频率彼此不同，所述反馈电路进一步生成用于调整所述移相器的偏置的第三偏置信号，其中所述检测器包括优选为二次检测器的峰值功率检测单元，用于生成指示所述采样信号的功率超过代表所述采样信号标称幅度电平的阈值的反馈信号。
2.根据权利要求1所述的发射机，其中所述检测器包括平均功率检测单元，用于生成指示所述采样信号的平均功率的反馈信号。
3.根据权利要求1所述的发射机，其中所述检测器进一步包括偏置T型器，用于生成所述峰值功率检测单元的可调阈值。
4.根据权利要求3所述的发射机，其中所述二次检测单元为在电压阈值之上具有二次特性的二极管。
5.根据权利要求1所述的发射机，包括至少一个滤波器，布置在所述检测器的输出处。
6.一种用于接收DQPSK调制光信号的接收机，包括用于将所述光信号分为第一和第二分支的分路器，每个所述分支包括在差分干涉仪之后的平衡接收机，每个所述差分干涉仪包括在所述差分干涉仪相应分支中布置的延时器和移相器，所述移相器生成绝对值为π/4的标称相移，由此反馈电路生成用于调整至少所述移相器之一的偏置的至少一个偏置信号，所述反馈电路包括至少一个检测器，用于从在相应平衡接收机的输出信号中所提取的采样信号生成反馈信号，所述检测器包括优选为二次检测器的峰值功率检测单元，用于生成指示所述采样信号的功率超过代表所述采样信号标称幅度电平的阈值的反馈信号；至少一个本地振荡器，用于生成在预定义频率下调制所述偏置信号的辅助信号；至少一个锁定检测器，用于确定所述反馈信号和所述辅助信号之间的相位差；以及至少一个偏置电路，用于从所述锁定检测器的输出信号生成所述偏置信号。
7.根据权利要求6所述的接收机，其中所述检测器进一步包括偏置T型器，用于生成所述峰值功率检测单元的可调阈值。
8.根据权利要求6所述的接收机，包括至少一个滤波器，布置在所述检测器的输出处。
9.根据权利要求6所述的接收机，其中所述二次检测器为在电压阈值之上具有二次特性的二极管。
10.一种用于DQPSK调制光信号的光纤传输系统，包括预编码器，用于通过生成两个电调制信号来对数据比特序列进行预编码的；根据权利要求1的发射机，用于从所述电调制信号生成DQPSK调制光信号；光纤线路，用于传输所述DQPSK调制光信号；以及根据权利要求6的接收机，用于对通过所述光纤线路传输的所述DQPSK调制光信号进行解调。
11.一种使用于DQPSK调制光信号的光移相器稳定的方法，包括以下步骤(a)从所述移相器的输出提取采样信号，(b)通过度量超过代表所述DQPSK调制信号标称幅度电平的阈值的所述采样信号的功率来生成反馈信号，(c)生成用于所述移相器的偏置信号，使所述反馈信号最小化。
12.根据权利要求11所述的方法，其中通过执行锁定检测来实现对所述反馈信号的最小化。
全文摘要
一种用于生成DQPSK调制光信号的发射机(3)，包括分路器(7)；第一和第二Mach－Zehnder干涉仪(9、10)；移相器(11)；和合路器(7’)。还包括反馈电路(12)，用于生成调整至少第一和第二Mach－Zehnder干涉仪(9、10)的偏置的至少第一和第二偏置信号(15.1至15.3)，反馈电路(12)包括用于从在合路器(7’)之后的光信号中提取的采样信号生成至少第一和第二反馈信号的检测器；和针对每个偏置信号的本地振荡器，生成用于在预定义频率(f1、f2、f3)下调制偏置信号(15.1至15.3)的辅助信号；锁定检测器，用于确定反馈信号与辅助信号间的相位差；和偏置电路，用于从锁定检测器的输出信号生成偏置信号(15.1至15.3)，其中预定义频率(f1、f2、f3)彼此不同(f1≠f2≠f3)。
文档编号H04B10/556GK1972161SQ20061014679
公开日2007年5月30日 申请日期2006年11月24日 优先权日2005年11月25日
发明者加布里埃尔·沙莱, 蒂博·福科尼耶 申请人:阿尔卡特公司