专利名称：多普勒频率计算装置和方法以及正交频分复用解调装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及计算多普勒频率的多普勒频率计算装置和方法，以及利用计算出的多普勒频率执行均衡处理的正交频分复用(OFDM)解调装置，其中多普勒频率是例如用于接收运动中的OFDM信号的发送路径的特性随时间波动的大小。
背景技术：
数字信号可以通过称作正交频分复用方法(下文称作OFDM方法)的调制方法来发送。在OFDM方法中，数据被分配，并且被利用PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)对发送频带内的多个正交子载波中的每个的幅度和相位进行数字化调制。
在OFDM方法中，尽管由于发送频带被多个子载波划分从而用于每个子载波的频带变窄导致调制速度下降，但是总的发送速度与过去的调制方法的相同。此外，在OFDM方法中，由于并行发送多个子载波所以符号速率降低，并且多路径的相对时间长度可能比符号时间长度短，从而导致能够抗多路径干扰。
另外，在OFDM方法中，由于数据被分配给多个子载波，因此发送/接收电路可以包括IFFT(逆快速傅立叶变换)计算电路和FFT(快速傅立叶变换)计算电路，其中IFFT计算电路在调制时执行逆傅立叶变换，而FFT计算电路在解调时执行傅立叶变换。
由于这些特性，在易受多路径干扰的陆地数字广播中通常采用OFDM方法。例如，采用这种OFDM方法的陆地数字广播的标准可能包括DVB-T(陆地数字视频广播)和ISDB-T(陆地综合业务数字广播)。
如图10所示，OFDM方法中的发送符号(下文称作OFDM符号)包括有效符号(valid symbol)和保护间隔(guard interval)。有效符号是在发送时执行IFFT时的信号时段。保护间隔是有效符号的后半时的波形的拷贝。保护间隔提供在OFDM符号的前半部分中。在OFDM方法中存在保护间隔允许存在由于多路径导致的符号间干扰，这提高了抗多路径干扰能力。
例如，在ISDB-TSB标准(该标准是在日本采用的用于陆地数字语音广播的广播标准。参见非专利文献1)的模式3中，一个有效符号包含512个子载波，并且子载波间隔是124/126≈0.992KHz。在ISDB-TSB标准的模式3中，一个有效符号内的512个子载波中的433个子载波被发送数据调制。在ISDB-TSB标准的模式3中，保护间隔的时长为有效符号的时长的1/4、1/8、1/16和1/32之一。
OFDM方法定义作为发送单元的一个OFDM帧包括多个上述OFDM符号的集合。例如，在ISDB-TSB标准中，一个OFDM帧包括204个OFDM符号。在OFDM方法中，可以在例如OFDM帧单元中定义要插入导频信号的位置。
在采用QAM调制作为用于每个子载波的调制方法的OFDM方法中，当在子载波中调制并承载的信号由于发送时多路径的影响而失真时，幅度和相位特性在子载波之间可能不同。因此，可能需要在接收器方对接收到的信号进行波形均衡处理，以使子载波的幅度和波形可以相等。在OFDM方法中，发送器方在所发送的信号中的发送符号内散布具有预定幅度和预定相位的导频信号，而接收器方监控导频信号的幅度和相位，计算发送路径的频率特性，然后利用计算出的发送路径的特性均衡所接收到的信号。在OFDM方法中，稍后将描述的散布的导频(SP)信号和/或连续的导频(CP)信号可以被用作导频信号，该导频信号将被用于计算发送路径的特性。
图11示出了在ISDB-T标准中采用的OFDM符号内的SP信号的布置图案。
在ISDB-T标准中，沿子载波方向(频率方向)每12个子载波插入一个BPSK调制的SP信号。此外，在DVB-T标准或ISDB-T标准中，在每个OFDM符号中，插入SP信号的位置被沿频率方向移动3个子载波。结果，在OFDM符号方向(时间方向)上，在一个子载波中每四个OFDM符号插入一个SP信号。
这样，在ISDB-T标准中，OFDM符号被插入有空间上散布的SP信号，从而对于原始信息降低了SP信号的冗余度。
顺便提及，在利用SP信号计算发送路径特性时，该特性可以指定用于SP信号被插入的子载波。然而，这些特性可能不是直接针对其他子载波(即，包括原始信息的其他子载波)计算出的。因此，接收器方通过利用二维插值滤波器对SP信号进行滤波来估计包括原始信息的其他子载波的发送路径特性。
利用二维插值滤波器来估计发送路径特性的处理通常如下执行。
即，为了执行估计发送路径特性的处理，从接收到的OFDM信号中消除信息分量，仅提取图11所示的位置处插入的SP信号。
接下来，利用参考SP信号消除每个已提取出的SP信号的经调制分量。从其消除了经调制分量的SP信号表现出该SP信号被插入到的子载波的发送路径特性。
接下来，从其移除了经调制分量的SP信号被输入到时间方向插值滤波器，并且在其中经受时间方向插值滤波，从而针对每个OFDM符号估计出包括该SP信号的子载波的发送路径特性。结果，如图12所示，对于全部OFDM符号，可以沿频率方向估计出每3个子载波的发送路径特性。
接下来，如图13所示，在时间方向上被插值的SP信号被输入到频率方向插值滤波器，然后通过3倍过采样经受频率方向插值处理，从而估计出OFDM符号内的全部子载波的发送路径特性。结果，可以估计出所接收到的OFDM信号的全部子载波的发送路径特性。
非专利文献1“Chijo Dejitaru Onsei Hosoyo Jushin Souchi HyoujunKikaku(Nozomashii Shiyou)”(Standard Specification(desirable Standard)ofReceiving Apparatus for Terrestrial Digital Voice Broadcasting)ARIB STD-B30”，Assocaition of Radio Industries and Business专利文献1JP-A-10-75226
本发明包含与2005年7月15日提交给日本专利局的日本专利申请JP2005-207417相关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。
发明内容
由于在运动中接收OFDM信号时，发送路径特性随时间波动，所以难以利用SP信号估计发送路径的特性。例如，在多普勒频率较大时，可以对SP信号执行时间方向插值处理，其中多普勒频率是发送路径特性的随时间波动的大小。在这种情形中，由于不满足尼奎斯特条件，所以可能获得对发送路径特性的错误估计结果。然而，过去建议基于来自速度计的速度信息计算多普勒频率，然后根据计算出的多普勒频率的大小来校正发送路径特性(参见专利文献1)。
然而，利用过去的使用速度计的多普勒频率计算方法，如果不能从速度计获得速度信息，则不能计算出多普勒频率。
因此，希望提议一种允许在没有速度计的情况下计算多普勒频率的多普勒频率计算装置和方法，以及利用计算出的多普勒频率来执行均衡处理的OFDM解调装置。
根据本发明的实施例，提供了一种用于计算多普勒频率的多普勒频率计算装置，所述多普勒频率是通过其发送正交频分复用(OFDM)信号的发送路径的特性的随时间波动的大小，所述装置包括接收信号点存储器装置，用于存储具有所述OFDM信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；经调制分量消除装置，用于从存储在所述接收信号点存储器装置中的所述接收信号点消除经调制分量；以及多普勒频率计算装置，用于通过对已由所述经调制分量消除装置消除了经调制分量的每个子载波的所述接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种用于计算多普勒频率的多普勒频率计算方法，所述多普勒频率是通过其发送正交频分复用(OFDM)信号的发送路径的特性的随时间波动的大小，所述方法包括以下步骤
在接收信号点存储器装置中存储具有所述OFDM信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；从存储在所述接收信号点存储器装置中的所述接收信号点消除经调制分量；以及通过对所述已消除了经调制分量的每个子载波的接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
根据本发明另一个实施例，提供了一种用于对在发送符号内的具有在预定子载波中分散的导频信号的正交频分复用(OFDM)信号进行解调的正交频分复用解调装置，其中，所述发送符号是从对预定频带内的多个子载波的信息进行划分和正交调制产生的，并且被作为一个发送单元处理，所述导频信号具有特定的功率量和特定的相位，所述装置包括傅立叶转换部分，用于对发送符号中的正交频分复用信号执行傅立叶转换；导频信号提取部分，用于从由所述傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取每个发送符号的导频信号；波形均衡部分，用于利用时间方向插值滤波器和频率方向插值滤波器对由所述导频信号提取部分提取出的所述导频信号进行插值来估计发送符号内的所有子载波的发送路径的特性，并且基于估计出的所述子载波的发送路径的特性对已由所述傅立叶转换部分执行了傅立叶转换的信号执行波形均衡；以及多普勒频率计算部分，用于在接收信号点存储器部分中存储具有所述正交频分复用信号的导频信号的子载波的接收信号点，从存储在所述接收信号点存储器部分中的所述接收信号点消除经调制分量，然后通过对所述已消除了经调制分量的每个子载波的接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率，所述多普勒频率是所述发送路径的特性的随时间波动的大小，其中，所述波形均衡部分仅在所述多普勒频率计算部分计算出的多普勒频率比阈值频率大时才利用所述频率方向插值滤波器执行插值来计算所述发送符号内的所有子载波的发送路径的特性。
在根据本发明实施例的多普勒频率计算装置和方法中，所述经调制分量被从包含参考载波信号的子载波的接收信号点消除掉，其中参考载波信号例如是发送控制信息、AC信号、CP信号和SP信号，然后对针对每个子载波对已消除了经调制分量的所述接收信号点执行频率分析。从而，可以在无需速度计的情况下计算出多普勒频率。
此外，利用根据本发明实施例的OFDM解调装置，仅在计算出的多普勒频率比阈值频率大时，才可以利用频率方向插值滤波器而不利用时间方向插值滤波器执行插值来估计出发送符号内的所有子载波的发送路径的特性。从而，即使在多普勒频率较高并且不满足尼奎斯特条件时，也可以正确地估计出发送路径特性。
图1是根据本发明实施例的OFDM接收装置的方框结构图；图2是OFDM接收装置内的多普勒频率计算电路的方框结构图；图3是示出了多普勒频率计算电路内的接收信号点存储器的存储空间的图；图4是示出了多普勒频率计算电路内的最大多普勒频率计算电路计算出的最大多普勒频率的图；图5是根据第一变体示例的多普勒频率计算电路的方框结构图；图6是根据第二变体示例的多普勒频率计算电路的方框结构图；图7是OFDM接收装置内的均衡电路的方框结构图；图8是均衡电路内的时间方向插值滤波器的方框结构图；图9是用于说明为了在不执行时间方向插值的情况下估计发送路径特性在频率方向上的插值滤波处理的图；图10是用于说明OFDM信号的发送符号的图；图11是用于说明在OFDM信号中插入SP信号的位置的图；图12是用于说明利用时间方向插值滤波器针对其估计发送路径特性的子载波的图；以及图13是用于说明为了估计发送路径特性在频率方向上的插值滤波处理的图。
具体实施例方式
下面将描述根据本发明实施例的遵循ISDB-T标准的OFDM接收装置。
图1示出了根据本发明实施例的OFDM接收装置1的方框结构图。在这里，粗线指示在方框之间发送的信号是复信号时的信号分量，而细线指示在方框之间发送的信号是实信号时的信号分量。
如图1所示，OFDM接收装置1包括天线11、频率转换电路12、本地振荡器13、A/D转换电路14、正交解调电路15、载波同步电路16、本地振荡器17、FFT计算电路18、窗口重建电路(window recreatingcircuit)19、发送控制信息解码电路20、多普勒频率计算电路21、均衡电路22、去映射电路23和纠错电路24。
从广播台发送的数字电视广播的广播电波被OFDM接收装置1的天线11接收到，然后作为载波频率fc的RF信号被提供给频率转换电路12。
在频率转换电路12中，由天线11接收到的RF信号被乘上由本地振荡器13生成的载波频率fc+fIF的载波信号，从而被频率转换为处于中频fIF的IF信号，然后被提供给A/D转换电路14。IF信号被A/D转换电路14数字化，然后提供给正交解调电路15。
正交解调电路15利用处于中频fIF的载波信号(该信号是由本地振荡器17生成并由载波同步电路16控制的)对数字化的IF信号进行正交解调，然后输出基带OFDM信号。从正交解调电路15输出的基带OFDM信号在对其执行FFT计算之前被称作时域信号。因此，在正交解调之后并且在FFT计算之前的基带信号在下文中被称作OFDM时域信号。作为正交解调的结果，OFDM时域信号变成包括实轴分量(I通道信号)和虚轴分量(Q通道信号)的复信号。由正交解调电路15输出的OFDM时域信号被提供给FFT计算电路18和窗口重建电路19。
FFT计算电路18对OFDM时域信号执行FFT计算，并且提取出经正交调制的数据，然后将该数据输出到每个子载波。从FFT计算电路18输出的对其执行了FFT计算的信号被称作频域信号。因此，在下文中经FFT计算后的信号被称作OFDM频域信号。
FFT计算电路18从一个OFDM符号中提取出有效符号长度(例如，2048个采样)范围内的信号，即，从一个OFDM符号移除保护间隔的范围，然后对提取出的2048个采样的OFDM时域信号执行FFT计算。更具体而言，该计算开始于从OFDM符号的边界到保护间隔的结尾的范围中的某一点。计算范围被称作FFT窗口。
以这种方式从FFT计算电路18输出的OFDM频域信号是复信号，如同OFDM时域信号一样，每个都包括实轴分量(I通道信号)和虚轴分量(Q通道信号)。复信号可以是具有例如利用16QAM方案或64QAM方案正交调制的幅度的信号。OFDM频域信号被提供给载波同步电路16、发送控制信息解码电路20、多普勒频率计算电路21和均衡电路22。
窗口重建电路19将输入的OFDM时域信号延迟一个有效符号时段，获得保护间隔部分和从其拷贝了保护间隔的信号之间的相关性，基于具有较高相关性的部分计算OFDM符号的边界位置，然后生成指示该边界位置的窗口同步信号。窗口重建电路19将所生成的窗口同步信号提供给FFT计算电路18。
发送控制信息解码电路20从OFDM频域信号的预定子载波中提取出TMCC(发送和复用配置控制)信号，该信号被用作参考载波信号。
每个都包含204个信息位的TMCC信号从头起包括一位DBPSK(差分二进制相移键控)初始相位，16位的同步信号，3位的段标识符，102位的TMCC信息和82位的奇偶校验位，如下面的表1所示。
DBPSK初始相位是作为差分调制方案中的参考相位的信号。同步信号是指示204位的信息单元的开始的信息。更具体而言，W0＝“0011010111101110”和该字的反W1＝“1100101000010001”被交替插入到帧中。段标识符是指示给定的发送数据是差分调制的还是同步调制的的信息。TMCC信息是发送控制信息，包括载波调制方案、时间方向交织图案和接收到的信号的卷积码的编码速率。奇偶校验位是用于102位的TMCC信息的纠错码，并且采用了差集循环码(273，191)的截短码(184，102)。
发送控制信息解码电路20检测出TMCC信号中包括的同步信号，使TMCC信号与OFDM帧同步，然后利用差集循环码对经同步的TMCC信号中包括的TMCC信息进行纠错解码。发送控制信息解码电路20将解码后的TMCC信息提供给多普勒频率计算电路21。注意，如果不能执行纠错解码，则发送控制信息解码电路20根据过去接收到的信息估计TMCC信息。
多普勒频率计算电路21根据接收到的包含TMCC信号和TMCC信息的子载波的信号点计算最大多普勒频率(稍后将描述)，然后基于该最大多普勒频率控制插值有效性信号的输出。
均衡电路22利用SP信号对OFDM频域信号执行相位均衡和幅度均衡。在这种情形中，均衡电路22基于从多普勒频率计算电路21输出的插值有效性信号，确定是否有必要执行稍后将描述的时间方向插值处理。相位和幅度都被均衡后的OFDM频域信号被提供给去映射电路23。
去映射电路23通过按照16QAM方案对由均衡电路22对幅度和相位都均衡后的OFDM频域信号执行去映射从而将该信号解码成数据。经去映射电路23解码后的数据被提供给纠错电路24。
纠错电路24利用例如维特比解码或里德一所罗门(Reed-Solomon)码对提供来的数据执行纠错。纠错后的数据可以提供给例如后续MPEG解码电路。
接下来，将更详细地描述多普勒频率计算电路21。图2示出了多普勒频率计算电路21的方框结构图。
如图2所示，多普勒频率计算电路21包括接收信号点存储器31、调制相位再生电路32、调制相位消除电路33、FFT计算电路34、最大多普勒频率计算电路35和插值滤波器控制电路36。
接收信号点存储器31存储接收到的包含一个OFDM帧的TMCC信号的子载波的信号点。图3示出了接收信号点存储器31的存储器空间。在ISDB-TSB标准的模式3中并且在同步调制方法中，在一个OFDM帧中存在包含TMCC信号的四个子载波。由于一个OFDM帧包括204个OFDM符号，所以存储器空间为204行×4列。存储器空间的每个地址存储一个复信号点。
调制相位再生电路32基于TMCC信息重新产生包含TMCC信号的子载波的已发送信号点。调制相位再生电路32将已发送信号点提供给调制相位消除电路33。
调制相位消除电路33基于从调制相位再生电路32提供来的子载波的已发送信号点，消除从接收信号点存储器31读出的接收信号点的经调制分量，然后将消除了经调制分量的接收信号点提供给FFT计算电路34。
FFT计算电路34对从调制相位消除电路33提供来的每个子载波的接收信号点执行FFT计算，然后将FFT计算后的数据提供给最大多普勒频率计算电路35。
最大多普勒频率计算电路35通过将每个子载波的FFT计算后的数据转换成实信号来获得幅度，然后如图4所示，计算超过外部定义的阈值幅度Th的最大多普勒频率fd。如果在所有频带中的幅度都小于阈值幅度，则最大多普勒频率fd为零(0)。与阈值幅度相比是为了消除噪声效应。最大多普勒频率计算电路35将针对每个子载波计算出的最大多普勒频率fd的最大值作为最大多普勒频率fdmax提供给插值滤波器控制电路36。如果所有子载波的最大多普勒频率fd都为零(0)，则最大多普勒频率计算电路35将先前计算出的最大多普勒频率fdmax提供给插值滤波器控制电路36。
最大多普勒频率计算电路35可以将超过阈值幅度的最大多普勒频率fd的均值作为最大多普勒频率fdmax提供给插值滤波器控制电路36。
插值滤波器控制电路36将最大多普勒频率fdmax与外部定义的阈值频率相比较，并基于比较结果控制插值有效性信号的输出。插值有效性信号是一个标志，如果最大多普勒频率fdmax比阈值频率大，则指示“H”(HIGH)，意味着不要求插值，而如果最大多普勒频率fdmax小于等于阈值频率，则指示“L”(LOW)，意味着要求插值。插值有效性信号被提供给均衡电路22。
这样，多普勒频率计算电路21可以在不利用来自速度计的速度信息的情况下，从接收到的包含TMCC信号和TMCC信息的子载波的信号点计算出最大多普勒频率。
尽管已描述了在从接收信号点移除经调制分量后对其执行FFT计算的情形，但是也可以对其执行其他正交转换计算，例如可以利用多个带通滤波器对其执行滤波。换言之，可能仅需要对消除了经调制分量的接收信号点执行频率分析。具体而言，当仅要求如上所述对插值有效性信号的输出进行控制时，可能仅要求确定在比阈值频率高的较高频带中幅度是否比阈值幅度大，没必要针对每个子载波计算准确的最大多普勒频率。
下面将描述多普勒频率计算电路21的第一变体示例。图5示出了根据第一变体示例的多普勒频率计算电路21的方框结构图。
最大多普勒频率计算电路35接收提供来的错误标志，该标志指示对TMCC信息的纠错的成功/失败。如果纠错成功，则错误标志指示“L”(LOW)，而如果纠错失败，则指示“H”(HIGH)。当错误标志指示“H”(HIGH)时，即，当对TMCC信息的纠错失败时，最大多普勒频率计算电路35提升用于计算最大多普勒频率的阈值幅度，并且采用具有较高可靠性的信息。
接下来将描述多普勒频率计算电路21的第二变体示例。图6示出了根据第二变体示例的多普勒频率计算电路21的方框结构图。
插值滤波器控制电路36接收提供来的错误标志，该标志指示对TMCC信息的纠错的成功/失败。该错误标志与第一变体示例的错误标志相同。当错误标志指示“H”(HIGH)时，即，当对TMCC信息的纠错失败时，插值滤波器控制电路36保持插值有效性信号的标志的状态。
接下来将更详细地描述均衡电路22。图7示出了均衡电路22的方框结构图。
如图7所示，均衡电路22包括SP信号提取电路41、参考SP信号生成电路42、调制相位消除电路43、时间方向插值滤波器44、频率方向插值滤波器45和复划分电路46。
SP信号提取电路41从OFDM频域信号中消除信息分量，然后仅从其提取出SP信号。
调制相位消除电路43利用由参考SP信号生成电路42生成的参考SP信号消除提取出的SP信号的经调制分量。消除了经调制分量的SP信号表现出SP信号被插入到的子载波的发送路径特性。
时间方向插值滤波器44识别插值有效性信号，并且基于识别结果确定是否有必要执行时间方向插值处理。
图8示出了时间方向插值滤波器44的方框结构图。
如图8所示，时间方向插值滤波器44包括插值滤波器51、延迟电路52、倍增器53和选择器54。
插值滤波器51将消除了经调制分量的SP信号输入到时间方向插值滤波器，对其执行时间方向插值处理，然后估计包括每个OFDM符号的SP信号的子载波的发送路径特性。结果，对于所有的OFDM符号，估计出在频率方向上每3个子载波的发送路径特性。
延迟电路52将SP信号延迟插值滤波器51中的延迟时间。倍增器53的增益与插值滤波器51的直流增益相同。
选择器54由插值有效性信号控制。当插值有效性信号指示“L”(LOW)时，即，当要求插值时，选择器54选择来自插值滤波器51的输出，并且将所选的输出输出到频率方向插值滤波器45。另一方面，当插值有效性信号指示“H”(HIGH)时，即，当不要求插值时，选择器54选择来自倍增器53的输出，并且将所选的输出输出到频率方向插值滤波器45。
频率方向插值滤波器45由插值有效性信号控制。当插值有效性信号指示“L”(LOW)时，即，当要求插值时，频率方向插值滤波器45通过对在时间方向上插值后的SP信号执行3倍过采样来执行频率方向插值处理，然后估计OFDM符号内的所有子载波的发送路径特性。另一方面，当插值有效性信号指示“H”(HIGH)时，即，当不要求插值时，频率方向插值滤波器45通过对未在时间方向上插值的SP信号执行12倍过采样来执行频率方向插值处理(如图9所示)，然后估计OFDM符号内的所有子载波的发送路径特性。
复划分电路46通过利用估计出的发送路径特性划分OFDM频域信号来对OFDM频域信号执行相位均衡和幅度均衡。
这样，当插值有效性信号指示“H”(HIGH)时，即，当最大多普勒频率fdmax比阈值频率大时，均衡电路22将操作切换到不执行时间方向插值处理。从而，即使在多普勒频率较高并且不满足尼奎斯特条件时，也可以正确地估计出发送路径特性。
尽管已描述了本发明的实施例，但是本发明不限于上述实施例，而是在不脱离本发明的范围的情况下，可以明确作出各种改变和修改。
例如，尽管在本实施例中采用了包括TMCC信号的子载波的接收信号点来计算最大多普勒频率，但是也可以采用DVB-T标准中的AC(辅助信道)信号、CP(连续导频)信号或TPS(发送参数信令)信号，而不限于TMCC信号。换言之，可能仅要求该信号被发送到OFDM帧中的所有OFDM符号，而不要求均衡处理。
此外，尽管在本实施例中描述了基于最大多普勒频率确定在均衡电路中执行时间方向插值处理的必要性，但是也可以不限于均衡处理，而是可以基于最大多普勒频率来改变AGC(自动增益控制)的响应速度。例如，当最大多普勒频率较高时，即，当在运动中接收信号时运动速度较高时，优选可以提高AGC的响应速度。
权利要求
1.一种用于计算多普勒频率的多普勒频率计算装置，所述多普勒频率是通过其发送正交频分复用信号的发送路径的特性的随时间波动的大小，所述装置包括接收信号点存储器装置，用于存储具有所述正交频分复用信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；经调制分量消除装置，用于从存储在所述接收信号点存储器装置中的所述接收信号点消除经调制分量；以及多普勒频率计算装置，用于通过对已由所述经调制分量消除装置消除了经调制分量的每个子载波的所述接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
2.如权利要求1所述的多普勒频率计算装置，其中所述多普勒频率计算装置针对每个子载波对已由所述经调制分量消除装置消除了经调制分量的所述接收信号点执行傅立叶变换，并且计算超出阈值幅度的最大频率作为多普勒频率。
3.如权利要求2所述的多普勒频率计算装置，还包括纠错解码装置，用于对发送控制信息执行纠错解码，其中，所述多普勒频率计算装置定义所述纠错解码失败时的阈值幅度大于所述纠错解码成功时的阈值幅度。
4.如权利要求1所述的多普勒频率计算装置，其中，所述参考载波信号是发送控制信息、辅助信道信号和连续导频信号之一。
5.一种用于计算多普勒频率的多普勒频率计算方法，所述多普勒频率是通过其发送正交频分复用信号的发送路径的特性的随时间波动的大小，所述方法包括以下步骤在接收信号点存储器装置中存储具有所述正交频分复用信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；从存储在所述接收信号点存储器装置中的所述接收信号点消除经调制分量；以及通过对所述已消除了经调制分量的每个子载波的接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
6.一种用于对在发送符号内的具有在预定子载波中分散的导频信号的正交频分复用信号进行解调的正交频分复用解调装置，其中，所述发送符号是从对预定频带内的多个子载波的信息进行划分和正交调制产生的，并且被作为一个发送单元处理，所述导频信号具有特定的功率量和特定的相位，所述装置包括傅立叶转换装置，用于对发送符号中的正交频分复用信号执行傅立叶转换；导频信号提取装置，用于从由所述傅立叶转换装置傅立叶转换后的信号中提取每个发送符号的导频信号；波形均衡装置，用于通过利用时间方向插值滤波器和频率方向插值滤波器对由所述导频信号提取装置提取出的所述导频信号进行插值来估计发送符号内的所有子载波的发送路径的特性，并且基于估计出的所述子载波的发送路径的特性对已由所述傅立叶转换装置执行了傅立叶转换的信号执行波形均衡；以及多普勒频率计算装置，用于在接收信号点存储器装置中存储具有所述正交频分复用信号的导频信号的子载波的接收信号点，从存储在所述接收信号点存储器装置中的所述接收信号点消除经调制分量，然后通过对所述已消除了经调制分量的每个子载波的接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率，所述多普勒频率是所述发送路径的特性的随时间波动的大小，其中，所述波形均衡装置仅在所述多普勒频率计算装置计算出的多普勒频率比阈值频率大时才利用所述频率方向插值滤波器执行插值来计算所述发送符号内的所有子载波的发送路径的特性。
7.一种用于计算多普勒频率的多普勒频率计算装置，所述多普勒频率是通过其发送正交频分复用信号的发送路径的特性的随时间波动的大小，所述装置包括接收信号点存储器部分，用于存储具有所述正交频分复用信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；经调制分量消除部分，用于从存储在所述接收信号点存储器部分中的所述接收信号点消除经调制分量；以及多普勒频率计算部分，用于通过对已由所述经调制分量消除部分消除了经调制分量的每个子载波的所述接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
8.一种用于对在发送符号内的具有在预定子载波中分散的导频信号的正交频分复用信号进行解调的正交频分复用解调装置，其中，所述发送符号是从对预定频带内的多个子载波的信息进行划分和正交调制产生的，并且被作为一个发送单元处理，所述导频信号具有特定的功率量和特定的相位，所述装置包括傅立叶转换部分，用于对发送符号中的正交频分复用信号执行傅立叶转换；导频信号提取部分，用于从由所述傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取每个发送符号的导频信号；波形均衡部分，用于通过利用时间方向插值滤波器和频率方向插值滤波器对由所述导频信号提取部分提取出的所述导频信号进行插值来估计发送符号内的所有子载波的发送路径的特性，并且基于估计出的所述子载波的发送路径的特性对已由所述傅立叶转换部分执行了傅立叶转换的信号执行波形均衡；以及多普勒频率计算部分，用于在接收信号点存储器部分中存储具有所述正交频分复用信号的导频信号的子载波的接收信号点，从存储在所述接收信号点存储器部分中的所述接收信号点消除经调制分量，然后通过对所述已消除了经调制分量的每个子载波的接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率，所述多普勒频率是所述发送路径的特性的随时间波动的大小，其中，所述波形均衡部分仅在所述多普勒频率计算部分计算出的多普勒频率比阈值频率大时才利用所述频率方向插值滤波器执行插值来计算所述发送符号内的所有子载波的发送路径的特性。
全文摘要
本发明公开了一种多普勒频率计算装置和方法以及正交频分复用(OFDM)解调装置。用于计算多普勒频率(多普勒频率是通过其发送OFDM信号的发送路径的特性的随时间波动的大小)的多普勒频率计算装置包括接收信号点存储器部分，用于存储具有OFDM信号的参考载波信号的子载波的接收信号点；经调制分量消除部分，用于从存储在所述接收信号点存储器部分中的所述接收信号点消除经调制分量；以及多普勒频率计算部分，用于通过对已由所述经调制分量消除部分消除了经调制分量的每个子载波的所述接收信号点执行频率分析来计算多普勒频率。
文档编号H04L27/38GK1897586SQ20061009857
公开日2007年1月17日 申请日期2006年7月12日 优先权日2005年7月15日
发明者冈田隆宏 申请人:索尼株式会社