专利名称：实现混合频分多址的频率分配和检测方法
技术领域：
本发明涉及一种上行多输入多输出系统中实现混合频分多址的频率分配和检测方法，可适用于各种蜂窝体制下的高速无线通信系统，及高吞吐量无线局域网系统，特别适用于上行无线通信系统。
背景技术：
随着第三代移动通信传输速率的提高，各个符号持续的周期降低，为了在高速通信的环境中，能够有效地对抗频率选择性衰落，3GPP(第三代伙伴计划)的各项提案集中在了采用频分多址(FDMA)的方式。频分多址系统中各用户频率正交，各用户信号所持续的符号周期不会随着用户数的增多而降低，不会加剧由于多径延迟而产生的符号间串扰的影响。
在3GPP组织中，有些公司提出采用正交频分复用多址(OFDMA)方式，它的好处是采用正交频分方式的用户谱部分重叠，可以有效提高带宽利用率，与下行采用相同的多址方式。然而，正交频分复用多址OFDMA需要用户间严格同步，并且它的峰均比(PAPR)较高，使得用户端设备(UE)的功放动态范围的要求提高。
随着3GPP对于上行链路多址方式讨论的深入，目前分布式频分多址(DFDMA)和局部式频分多址(LFDMA)成为最受各大公司瞩目的多址方式(参见“3GPP R1-051290 3GPP TSG WG1 Meeting #42bisreports”)。
分布式频分多址的实现框图如图1所示，S101对比特进行重复，以便实现分集发送，S102对S101输出的比特序列进行串并变换，S103对这些比特序列进行调制，S104对调制后的信号进行傅立叶变换，将各个频点的信号在载波上按照一定间隔如图2所示排列后(S105)，输入到逆傅立叶变换单元当中(S106)，在S107对经过逆傅立叶变换后的数据块加入循环前缀，经过并串变换后，通过天线发送出去。
局部式频分多址的实现框图如图3所示，S201对比特进行重复，以便实现分集发送，S202对S201输出的比特序列进行串并变换，S203对这些比特序列进行调制，S204对调制后的信号进行傅立叶变换，将各个频点上的信号在一段连续载波上按照图4所示排列后(S205)，输入到逆傅立叶变换单元当中(S206)，在S207对经过逆傅立叶变换后的数据块加入循环前缀，经过并串变换后，通过天线发送出去。
混合式频分多址的实现框图如图5所示，S501对比特进行重复，以便实现分集发送，S502对S501输出的比特序列进行串并变换，S503对这些比特序列进行调制，S504对调制后的信号进行傅立叶变换，将各个频点上的信号映射到若干载波上(S505)，映射后的载波既不是像LFDMA那样连续排列，也不像DFDMA，映射后的载波按照一定间距等间隔地排列，经HFDMA映射的载波的排列如图6所示，映射后的载波呈簇状排列，相邻的若干载波间距较小构成一簇，簇与簇间的载波间距较大，然后将映射后的载波输入到逆傅立叶变换单元当中(S506)，在S507对逆傅立叶变换后的数据块加入循环前缀，经过并串变换后，通过天线发送出去。
下面将描述现有技术中所存在的缺陷。
分布式频分多址和局部式频分多址具有不同的特性，适合于不同的环境(参见3GPP R1-050883 Samsung“Performance comparisonbetween LFDMA and DFDMA for EUTRA”)。如果信道信息被准确的估计出来，与局部式多址方式相比，分布式多址方式可以获得更高的频率分集增益，但是，存在信道估计误差时，分布式频分多址的增益不明显。对于高速移动的用户来说，采用局部式频分多址方式可以获得更高的时间分集。从信道估计的角度来看，因为局部式多址系统各个需要估计的信道在一个频段上连续，具有较高的相关性，待估计的参数较少，在采用相同数目导频的情况下，局部式多址方式的信道估计精度要高。另外，在实际系统中，并不是所有频点上的信道都是直接利用导频估计出来的，只有一部分频点上的信号采用导频直接估计出，其余频点上的信道通过已经估计出的信道内插而得。如果采用DFDMA，由于已估计出信道和需要内插来得到的信道的频率间隔较大，不同频点间的信道的独立性较高，因此，内插得到的信道精度较低。
综上所述，DFDMA和LFDMA具有不同的特性，分别使用不同的情况。在实际系统中，信道特性随着外界散射体的不同，用户移动速度的变化而变化。目前，现有的方案都是在一个系统中只采用了一种系统。
本发明提出了基于多输入多输出(MIMO)的混合频分多址方式，它利用MIMO系统具有多个发送序列的特性，实际无线系统即包括分布式频率分配方式，也包括局部式频率分配方式，考虑到了信道的变化，同时实现频率分集和时间分集，是对局部式和分布式频分多址的折衷。
发明内容
本发明的目的是提出一种上行多输入多输出系统中实现混合频分多址的频率分配和检测方法，可适用于各种蜂窝体制下的高速无线通信系统，及高吞吐量无线局域网系统，特别适用于上行无线通信系统，根据本发明，考虑到了信道的多样性和可变行，使得系统可同时实现频率分集和时间分集。
为了实现本发明，提出了一种上行多输入多输出系统中实现混合频分多址的频率分配和检测方法，所述方法包括步骤在发射端，分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配，以使针对各个天线的发射信号在频率域上大部分彼此不重叠；在接收端，对整个频域上出现重叠的接收信号进行空时逆傅立叶变换，从而将接收信号从频域变换到时域，并且在时域上通过MIMO检测来检测出各个天线的发射信号。
优选地，所述MIM0检测可应用最大似然算法来进行检测。
优选地，所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤是基于频率域天线选择、MCS选择、速率匹配和功率分配来执行的。
优选地，所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤包括根据用户的移动性及天线的相关性来确定在所有天线中采用局部分配方式、分布式分配方式对其上所发送信号进行频率分配的天线的个数。
优选地，所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤还包括对于调制阶次高的天线，利用分布式分配方式对其上所发送信号进行频率分配，以便提高其频率增益。
优选地，在所述接收端，对整个频域上出现重叠的接收信号进行空时逆傅立叶变换，从而将接收信号从频域变换到时域的步骤包括对串并变换后的接收信号进行傅立叶变换，得到接收到的针对各发射天线的发送信号的混合频域表示；构造空时傅立叶变换矩阵 ，以便获取空时逆傅立叶变换矩阵；利用空时逆傅立叶变换矩阵对所述接收到的针对各发射天线的发送信号的混合频域表示执行空时逆傅立叶变换，以便将接收信号从频域变化到时域。
优选地，所述空时傅立叶变换矩阵 由M个分块矩阵排成一列构成，其中第p个分块矩阵的第q个非零列向量在p分块矩阵的位置，对应了发送天线p经过LFDMA/DFDMA的频率映射后第q个频点的在发送端逆FFT输入频点的位置，第q个非零列向量为按照相位2π/Mq线性递增的范得蒙向量。
通过参考以下结合附图对所本发明优选实施例的详细描述，本发明的上述目的、优点和特征将变得显而易见，其中图1示出了现有技术的分布式频分多址系统的配置框图；图2示出了现有技术的分布式频分多址的频率对应图；图3示出了现有技术的局部式频分多址系统的配置框图；图4示出了现有技术的局部式频分多址频率的对应关系图；
图5示出了现有技术的混合式频分多址系统的配置框图；图6示出了现有技术的混合式频分多址的频率对应图；图7示出了现有技术的分布式频分多址MIMO系统的配置框图；图8示出了现有技术的局部式频分多址MIMO系统的配置框图；图9示出了根据本发明优选实施例的分布-局部天线间混合FDMA系统的配置框图；图10示出了根据本发明优选实施例的分布-局部天线间混合FDMA的频率对应关系图；图11示出了根据本发明优选实施例的分布-混合天线间混合FDMA系统的配置框图；图12示出了根据本发明优选实施例的分布-混合天线间混合FDMA频率的对应关系图；图13示出了根据本发明优选实施例的局部-混合天线间混合FDMA系统的框图；图14示出了根据本发明优选实施例的局部-混合天线间混合FDMA频率对应关系图；图15示出了根据本发明优选实施例的混合-混合天线间混合FDMA系统的配置框图；图16示出了根据本发明优选实施例的混合-混合天线间混合FDMA频率的对应关系图；图17示出了不同频率对应不同SINR和MCS的方式；图18示出了根据本发明优选实施例的不同速率MIMO混合FDMA系统的配置框图；图19示出了根据本发明优选实施例的不同MCS MIMO混合FDMA系统的配置框图；图20示出了不同天线采用不同速率、MCS，各天线频带使用情况不同的示意图；图21示出了根据本发明优选实施例的各频率点天线分配不同功率下，MIMO混合FDMA系统的配置框图；图22示出了根据本发明优选实施例的频率域做天线选择和功率分配后各天线频带使用情况图；以及图23示出了根据本发明优选实施例的在接收端执行检测的示意方框图。
具体实施例方式
在本发明的一个方案中，MIMO系统具有多个发送天线，各个天线所使用的频分方式不同，可以称之为天线间混合频分方式，系统可固定为一部分天线分配分布式频分多址方式，为另一部分天线分配局部式频分多址方式，这样，它利用了系统多天线的特性，使得系统中既有分布式频率分配方式，又有局部式频率分配方式，考虑到信道的变化特性，使得系统可以同时适应低时变系统和高时变系统，同时提供频率分集增益和时间分集增益，增强系统的适应性。
在本发明的另一方案中，在MIMO系统中，根据不同频率下，各天线的信干噪比，为天线分配不同的MCS(调制码选择)方式，使得各天线所占用的频带数目不同。接收端接收到信号呈现出部分频点混合的现象，这也是混合频分系统的一种。在频率选择性信道中，可在频率域做天线选择，速率和功率分配，即在每个频点上，按照各个频点的SINR的特性，选择某个天线或为各个天线分配发送功率和速率，采用这种方法，可以有效地提高接收信噪比。在接收端，接收到信号呈现出部分频点混合的现象。
下面将说明系统的配置。
设系统有多个发送天线，多个接收天线。序列经过混合频率分配处理后，分别从多个天线中发送出去。接收端收到带有噪声的各天线发射的信号，假设噪声为高斯白噪声。各个天线上的信道衰落服从瑞利衰落，只要接收天线或发射天线不同，则其天线间的信道衰落相互独立，在接收天线上，各天线接收到的噪声也服从独立分布。信号可采用各种调制方式。
下面将参考附图来描述本发明的优选实施例。
本实施例中的系统具有多个发送天线，现有的MIMO系统中，各天线采用相同的频分多址方式，如图7图8所示，即各天线要么全采用分布式频分多址，如图7所示，要么都采用局部式频分多址，如图8所示。在传统的分布式和局部式MIMO系统中，各天线进行的DFDMA/LFDMA映射相同，即傅立叶变换后，相同频率的信号被映射到相同载波上。本发明提出了天线间混合频分方式，即各个天线所使用不同的频分方式。采用局部式、分布式天线的个数由用户的移动性及天线的相关性决定。
图9给出了系统有两个天线时，天线间混合频分方式频率分配的一种实施例的系统配置框图，天线1采用了分布式频率分配方式，信号在S901经过串并变换和调制后，在S902经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S903将傅立叶变换输出的各频率按照一定间隔排列在各个频率点上，如图10(a)所示，S904进行逆傅立叶变换，在S905加CP，并串变换后通过天线1发送出去。天线2采用了局部式频率分配方式，即如图3所示，信号经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，将傅立叶变换的N个输出的各频率连续地排列在逆快速傅立叶变换的某个连续的M(M≥N)点上，如图10(b)所示。图10(c)给出了接收端收到信号各频率所对应的天线1和天线2的发送信号。
这样，它利用了系统多天线的特性，使得系统中既有分布式频率分配方式，又有局部式频率分配方式，考虑到信道的变化特性，使得系统可以同时适应低时变系统和高时变系统，同时提供频率分集增益和时间分集增益，增强系统的适应性。
检测时，对于频率点相重合的点，分别在不同频率，采用MIMO检测的方法，分离出各个频点上相混合的用户信号。
图11给出了系统有两个天线时，天线间混合频分方式采用分布式-混合式天线间混合FDMA的系统框图，天线1采用了分布式频率分配方式，信号在S1101经过串并变换和调制后，在S1102经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1103将傅立叶变换输出的各频率按照一定间隔排列在各个频率点上，如图12(a)所示，S1104进行逆傅立叶变换，在S1105加CP，并串变换后通过天线1发送出去。天线2采用了混合式频率分配方式，信号经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，将傅立叶变换的N个输出的各频率按照簇内间隔小，簇间间隔较大排列在M载波中的N(M≥N)点上，如图12(b)所示。图12(c)给出了接收端收到信号各频率所对应的天线1和天线2的发送信号。
图13给出了系统有两个天线时，天线间混合频分方式采用局部式-混合式天线间混合FDMA的系统框图，天线1采用了局部式频率分配方式，信号在S1301经过串并变换和调制后，在S1302经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1303将傅立叶变换输出的各频率连续排列在若干个频率点上，如图14(a)所示，S1304进行逆傅立叶变换，在S1305加CP，并串变换后通过天线1发送出去。天线2采用了混合式频率分配方式，信号经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，将傅立叶变换的N个输出的各频率按照簇内间隔小，簇间间隔大的方式排列在M载波中的N(M≥N)点上，如图14(b)所示。图14(c)给出了接收端收到信号各频率所对应的天线1和天线2的发送信号。
图15给出了系统有两个天线时，天线间混合频分方式采用混合式-混合式天线间混合FDMA的系统框图，天线1采用了混合式频率分配方式，信号在S1501经过串并变换和调制后，在S1502经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1503将傅立叶变换输出的各频率按照混合频分多址排列，如图16(a)所示，S1504进行逆傅立叶变换，在S1505加CP，并串变换后通过天线1发送出去。天线2采用了混合式频率分配方式，信号经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，将傅立叶变换的N个输出的也按照混合频分多址排列，如图16(b)所示。图16(c)给出了接收端收到信号各频率所对应的天线1和天线2的发送信号。
在无线环境中，不同频率下，信道具有不同的信干噪比(SINR:)，如图17所示，不同频率下，系统的信干噪比不同，由于信干噪比不同，随着频率的不同，选择不同的MCS方式。由于在MIMO系统中各个天线信道衰落的独立性较高，因此各天线的传输速率和MCS也可不同，这就使得各天线所占用的频带不同。
图18给出了系统两个天线具有不同速率MIMO混合FDMA的系统框图，在S1800对信号进行空时处理，按照天线衰落的特性为每个天线分配不同传输速率的数据，天线1的传输速率较高，天线2的速率较低，信号在S1801经过串并变换和调制后，在S1802经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1803将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，由于天线1的传输速率要大于天线2的，因此为天线1分配的载波较多，S1804进行逆傅立叶变换，在S1805加CP，并串变换后通过天线1发送出去。对于天线2传输的低速率信号，在S1806经过串并变换和调制后，在S1807经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1808将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，S1809进行逆傅立叶变换，在S1810加CP，并串变换后通过天线2发送出去。
如果两个天线传输相同速率的比特流，天线1选用QPSK，天线2选用8PSK，则天线1所占用的频带个数为天线2的2倍。这使得接收端接收到信号呈现出部分频点混合的现象，这也是混合频分系统的一种，其系统框图如图19所示。在S1900对信号进行空时处理，按照天线衰落的特性为每个天线分配不同编码和调制方式，信号在S1901经过串并变换，在S1902按照MCS1进行编码和调制，在S1903经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1904将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，两个天线传输相同速率信号，由于天线1的调制阶次小于天线2的，因此天线1所占用的载波数要多于天线2的。S1905进行逆傅立叶变换，在S1906加CP，并串变换后通过天线1发送出去。对于天线2传输的信号，在S1907经过串并变换后，在S1908按照MCSII进行编码调制，在S1909经过快速傅立叶变换后，在进行逆傅立叶变换前，在S1910将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，S1911进行逆傅立叶变换，在S1912加CP，并串变换后通过天线2发送出去。
在频率选择性信道中，可在频率域做天线选择和功率分配，即在每个频点上，按照各个频点的SINR的特性，选择某个天线或为各个天线分配发送功率，采用这种方法，可以有效地提高接收信噪比。
在S2100对信号进行空时处理，按照天线衰落的特性为每个天线分配不同编码和调制方式，信号在S2101经过串并变换和调制，在S2102经过快速傅立叶变换后，S2103在各频率点对天线进行功率分配，在S2104将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，S2105进行逆傅立叶变换，在S2106加CP，并串变换后通过天线1发送出去。对于天线2传输的信号，在S2107经过串并变换和调制后，在S2108经过快速傅立叶变换后，S2103在各频率点对天线进行功率分配，经过功率分配后，不同天线所占的频率数不同，在S2109将傅立叶变换输出的各频率按照DFDMA、LFDMA和HFDMA的任何一种分配相应载波，S2110进行逆傅立叶变换，在S2111加CP，并串变换后通过天线2发送出去。各天线对应的频点使用情况如图21所示。在接收端，接收到信号呈现出部分频点混合的现象，这也是混合频分系统的一种。对于调制阶次高的天线可选择分布式频率分配方式，提高其频率增益。
图23示出了根据本发明优选实施例的在接收端执行检测的示意方框图。
设系统有T个发送天线，R个接收天线，检测时的处理过程如图23所示，接收端在S2601去除CP以及做串并变换，在S2602对输入的信号进行傅立叶变换后得到发送混合信号的频域表示，该频域表示信号中来自于天线i的信号为 其中Hi为信号矩阵第i列，它的第j个元素对应了发送天线i到接收天线j间的信道衰落；si为第i个发送天线发送的M个符号序列，经过傅立叶变换后被映射到了第di+1到di+M个逆傅立叶变换输入频点；F为傅立叶变换矩阵。
检测时在S2603构造空时傅立叶变换矩阵 ，考虑所有天线发送的信号，则接收端信号经过傅立叶变换后的信号为
其中 一般地，对于任意映射的FDMA方式， 由M个分块矩阵排成一列构成，其中第p个分块矩阵的第q个非零列向量在p分块矩阵的位置，对应了发送天线p经过LFDMA/DFDMA的频率映射后第q个频点的在发送端逆FFT输入频点的位置，第q个非零列向量为按照相位2π/Mq线性递增的范得蒙向量。
然后在S2604做空时逆傅立叶变换，即对傅立叶变换后的接收信号右乘 的伪逆。便得到了信号的时域表示，r=Hs1s2...sT.]]>这样便可在S2605对信号r采用最大似然算法实现高性能检测。如果对没个信号序列右乘F的逆阵，相当于做了逆傅立叶变换。右乘 的伪逆的运算包含了逆傅立叶变换的过程，但是 中包括了各个天线的傅立叶对应， 可看作是空域时域联合的傅立叶变换，右乘 的伪逆便是实现了空时域逆傅立叶变换，因此， 被称为空时傅立叶变换矩阵。最后在S2606解调后得到检测输出。
传统的方法针对这种部分混合情况进行检测时，首先需对接收信号进行快速傅立叶变换，然后在混合的频点进行MIMO检测。由于混合频点上的信号为频域信号，不具备时域通信信号的有限码集特性，因此在检测时，无法应用高性能的最大似然检测算法，本发明对所有频点的信号进行空时逆傅立叶变换，把信号从频域变换到时域，然后在时域进行MIMO检测，这时MIMO混合信号是时域信号，便可应用最大似然算法实现高性能检测。
本发明提出了上行多输入多输出系统下实现混合频分多址的频率分配和检测方法，本发明提出的混合频分多址包括MIMO系统中，各个天线采用了不同的频分多址方式，它考虑到了信道的多样性和可变行，使得系统可同时实现频率分集和时间分集。不同天线根据其信道特性采用不同的频率多址方式，在接收端各用户间部分频率相重合，另一部分频率信号不重叠，这种混合频分方式是空分多址和频分多址的综合。本发明混合频分多址方式包括天线间MCS选择、天线间不同速率数据传输和天线间功率分配，提高接收信噪比。
尽管以上已经结合本发明的优选实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。
权利要求
1.一种上行多输入多输出系统中实现混合频分多址的频率分配和检测方法，所述方法包括步骤在发射端，分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配，以使针对各个天线的发射信号在频率域上大部分彼此不重叠；在接收端，对整个频域上出现重叠的接收信号进行空时逆傅立叶变换，从而将接收信号从频域变换到时域，并且在时域上通过MIMO检测来检测出各个天线的发射信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述MIMO检测可应用最大似然算法来进行检测。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤是基于频率域天线选择、MCS选择、速率匹配和功率分配来执行的。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤包括根据用户的移动性及天线的相关性来确定在所有天线中采用局部分配方式、分布式分配方式来执行对其上所发送信号的频率分配的天线的个数。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配的步骤还包括对于调制阶次高的天线，利用分布式分配方式来执行对其上所发送信号的频率分配，以便提高其频率增益。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述在接收端，对整个频域上出现重叠的接收信号进行空时逆傅立叶变换，从而将接收信号从频域变换到时域的步骤包括对串并变换后的接收信号进行傅立叶变换，得到接收到的针对各发射天线的发送信号的混合频域表示；构造空时傅立叶变换矩阵 ，以便获取空时逆傅立叶变换矩阵；利用空时逆傅立叶变换矩阵对所述接收到的针对各发射天线的发送信号的混合频域表示执行空时逆傅立叶变换，以便将接收信号从频域变化到时域。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于所述空时傅立叶变换矩阵 由M个分块矩阵排成一列构成，其中第p个分块矩阵的第q个非零列向量在p分块矩阵的位置，对应了发送天线p经过LFDMA/DFDMA的频率映射后第q个频点的在发送端逆FFT输入频点的位置，第q个非零列向量为按照相位2π/Mq线性递增的范得蒙向量。
全文摘要
本发明提出了一种上行多输入多输出系统中实现混合频分多址的频率分配和检测方法，所述方法包括步骤在发射端，分别采用分布式分配方式、局部式分配方式和混合式分配方式中的任一种对多个发射天线的任一个上所发送的信号进行频率分配，以使针对各个天线的发射信号在频率域上大部分彼此不重叠；在接收端，对整个频域上出现重叠的接收信号进行空时逆傅立叶变换，从而将接收信号从频域变换到时域，并且在时域上通过MIMO检测来检测出各个天线的发射信号。
文档编号H04L1/06GK101043311SQ20061007141
公开日2007年9月26日 申请日期2006年3月20日 优先权日2006年3月20日
发明者赵铮, 李继峰 申请人:松下电器产业株式会社