专利名称：用于为多个天线估计发送权重的方法和装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及通信，更具体地讲，涉及多天线发送系统。
背景技术：
多天线通信系统已经出现，以便通过采用发送分集来解决对更大网络容量和可用性的持续需求。这样的系统被称为多输入多输出(MIMO)系统，并且可以在发射机处包括多个天线配置而在接收机处包括多个或单个天线配置。MIMO系统通过在各个天线上发送不同的数据流来提高系统容量，因而，MIMO系统适于高速传输应用。在这个配置下，可以容纳更多的用户，或者换句话说，可以给单个用户提供更大的带宽。
由于空间分集增益，MIMO系统在传统的单天线系统上的衰落信道环境中运行良好。当在发射机处可得到信道信息时，MIMO系统的性能被提高。信道信息被用来为多个天线上的数据发送确定加权值。不幸的是，在多径信道，特别是频率选择性信道中，对这些天线加权值的确定会变复杂。
因此，需要有效地解决多径信道的天线加权方案。
发明内容
上述需求和其它需求通过本发明来解决，其中，提出了用于确定多天线通信系统中的天线权重的方法。
根据本发明实施例的一方面，公开了一种用于支持在无线电通信系统上的传输的方法。所述方法包括将天线权重向量应用于多个天线，其中，所述天线权重向量是通过基于发送信号和接收机处的估计信号使代价函数最小化来产生的。所述代价函数根据发射滤波器和所述接收机的接收机滤波器而被联合优化。所述方法还包括通过所述天线在所述无线电通信系统上向所述接收机发送信号。
根据本发明实施例的另一方面，公开了一种用于支持信号传输的装置。所述装置包括被配置成在无线电信道上向接收机发送信号的多个天线。所述装置还包括天线加权电路，所述天线加权电路被配置成通过基于发送信号和所述接收机处的估计信号而使代价函数最小化来产生天线权重向量。所述代价函数根据发射滤波器和所述接收机的接收机滤波器而被联合优化。所述电路进一步被配置成将所产生的天线权重向量应用于所述天线。
根据本发明实施例的又一方面，公开了一种用于支持信号传输的方法。所述方法包括基于第一组发射机滤波器权重来确定接收机滤波器权重。所述方法还包括根据所确定的接收机滤波器权重来修改代价函数。此外，所述方法包括根据所修改的代价函数输出第二组发射机滤波器权重，其中，所述第二组发射机滤波器权重被应用于用于波束成形的多个天线。
从下面的详细描述中，本发明的其它方面、特征和优点变得更加明显，下面的详细描述仅仅示出包括实施本发明的最佳方式的几个具体的实施例和实施方式。本发明也可以为其它不同的实施例，并且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本发明的多个细节可以在各个明显的方面修改。因此，附图和描述本质上应该被认为是举例说明性的而非限制性的。
在附图的图中，以示例的方式而不是限制的方式示出本发明，其中，相似的标号表示相似的元件，其中 图1是根据本发明各个实施例的用于提供发送分集的多输入多输出(MIMO)系统的示图； 图2是根据本发明实施例的用于确定天线权重的处理的流程图； 图3是示出假定理想路径可分性的加权方案与图2的加权方案的性能比较的曲线图； 图4至9是示出在各种流方案下图1的系统性能的曲线图；以及 图10是可以用来实现本发明的实施例的硬件的示图。
具体实施例方式 描述了用于确定多天线通信系统中的天线权重的装置、方法和软件。在下面的描述中，为了解释的目的，阐述了多个具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员来说，明显的是，本发明可以在没有这些具体细节的情况下或者用等价配置来实施。在其它的例子中，为了避免不必要地使本发明变得模糊，在方框图中示出了公知的结构和器件。
根据本发明的一个实施例，提供了一种通过联合地优化发射机权重和接收机滤波器来为多天线系统估计发射机权重的方法。在示例性实施例中，所使用的代价函数是发送信号和估计信号之间的差的均方。这个方法有益地为频率选择性多径信道提高了系统容量。
虽然就扩频系统(例如，码分系统)描述了本发明的各个实施例，但是应该认识到本发明可以以各种无线电通信系统来实施。
图1是根据本发明各个实施例的用于提供发送分集的多输入多输出(MIMO)系统的示图。在这个例子中，MIMO系统100包括利用两个或更多个天线103的发射机101。发射机101采用用于对各个天线103施加权重的天线加权电路105。发射机101还包括编码器107，编码器107用于例如使用扩频技术对在MIMO信道109上向接收机111传输的数据流进行编码。编码器107还提供用于时空发送分集的编码。
MIMO系统100可以支持由国际电信联盟(ITU)为国际移动通信2000(IMT-2000)定义的第三代(3G)服务。因此，可以设想的是，在示例性实施例中的MIMO系统100支持扩频系统中的分组数据传输，例如宽带码分多址(WCDMA)系统中的CDMA2000和高速下行链路分组接入(HSDPA)。
在使用多天线的“波束成形”或相似的加权发送方案中，在发射机103处使用的权重是与MIMO信道109相对应的信道系数的函数。通常，波束成形型发送的目标在于平坦衰落信道。在多径信道中，通常采取RAKE合并，并且反馈权重向量计算通常考虑多径分量的相似合并。在平坦衰落信道中，天线权重简单地为信道系数的归一化共轭。相反，对于频率选择性多径信道，如MIMO信道109，确定天线权重造成很大的挑战。
在多信道(例如MIMO信道109)中，已经提出了一些传统的方法。例如，在路径的“理想”可分性——其由具有很长的扩展序列的CDMA系统实现——的情况下，权重向量是信道矩阵的主特征向量，这里，信道矩阵的尺寸是信道中的路径数目乘以天线数目。然而，在实际的系统中，理想可分性是不能实现的。基于这个认识，通过图1中的发射机101提供加权方案，由此，在没有可分性的条件下获得有效的加权值。下面，关于图2更加全面地描述这个天线加权方案。
在接收端，接收机111可以利用一个或多个天线113来在MIMO信道109上接收信号。接收机111可以是移动接收机，例如，假定MIMO系统100运行在蜂窝CDMA系统中。在示例性实施例中，接收机111是线性最小均方误差(LMMSE)接收机，并且包括利用发射机101的天线权重优化的滤波器加权电路115。接收机111还具有用于对从发射机101接收的信号进行解码的解码器117。
图2是根据本发明实施例的用于确定天线权重的处理的流程图。在发射机101的天线加权电路105中所实施的这个处理提供了通过联合优化发射机权重和接收机滤波器来估计发射机权重的机制。根据本发明的一个实施例，在来自发射机101的发射信号和由接收机111估计的信号之间的差的均方用作代价函数。
在步骤201中，初始化发射机101的天线权重。也就是说，发射机权重被假定成固定的并为接收机111所知晓。基于这个假定，经过步骤203来优化接收机滤波器权重。接收机滤波器的这些权重值是发射机权重的函数。
在步骤205中，根据被优化的接收机滤波器来修改代价函数。换言之，根据被优化的接收机滤波器来重写代价函数。后面讨论示例性的代价函数(式(11))。然后关于发射机滤波器执行优化(步骤207)。随后在步骤209中输出所得的权重向量。这些发射机权重被示出以改进假定路径可分性的传统方法的比特误码率性能(图3)。对于真正的频率选择性多径信道，这种传统方法产生的发射机权重向量的数目与发送天线的数目相比多得多。这使得设备成本更大并且更复杂。
通常，基于LMMSE的接收机滤波器被设计成信道自身长度的多倍。结果，需要在发射机处使用大的预编码矩阵；该矩阵的尺寸还随着接收机滤波器的尺寸而改变。相反，图2中的处理获得尺寸与发射天线103的数目相同的权重向量。也就是说，发射机滤波器长度只等于发射机天线的数目，并且与接收机天线的长度无关。
为了更好地理解图2中的加权方案，懂得与发射机权重和接收机权重相关的优化问题是有指导性的。为了进行解释，考虑具有M个发射机天线和一个接收机天线的无线系统。假定从每个发射天线到接收天线的信道的特点是具有L条路经的频率选择性信道，即，h1(k)＝[hl，1(k)...hl，M(k)]T，这里，l＝1，...，L，是多径指数，k是时间指数。另外，假定符号流中的每个符号在被复向量wT∈CM×1的共轭加权之后通过所有M个发射天线被同时发送。所发送的符号用sk表示，k＝-∞，...，∞，并且 在平衰落(L＝1)的情况下或者在路径可理想分离的多路径衰落中，接收信号可以写成 式(1) 这里，
表示第l条接收路径。在这种情况下，wT的最佳解由式(2)清楚地给出 式(2) 现在，考虑普通频率选择性信道的情况(例如，MIMO信道109)，这里，没有假定路径之间的这种可分性。F表示接收机滤波器wR的长度，这里，F＞＞L。
式(3) 式(4) 式(5) 在上面的定义中，IP是尺寸为P×P的单位矩阵，表示克罗内克(Kronecker)乘积。
接下来，考虑接收信号的F×1向量，这里，接收信号由式(6)给出 rk＝[rk...rk-F+1]T＝Hksk+nk，式(6) 这里，sk＝[sk...sk-F-L+2]T，nk是附加白高斯噪声向量，并且因此，假定在从(k-F-L+2)到k的F+L-1个符号周期中信道是不变的；在适当的地方省略时间下标。例如，h1(k)和h1可以互换使用。需要指出的是，一旦采用时间变量，则上面描述的矩阵HK是托普利兹(Toeplitz)矩阵并且结构上是长方形的。
在接收机111处，线性滤波器wR∈CF×1用来获得对期望符号sd的估计，这里，d＝k-F/2+D 式(7) 将被最小化的代价函数由式(8)和式(9)给出 式(8) 式(9) 这里，
是在第(k-d+1)位置为1而在其它所有位置都为0的向量。需要指出的是，HKed只是HK的第(k-d+1)列，由
给出，这里，
是
的K×M带(见式(14))。
如前面关于图2所解释的那样，式(9)中定义的代价函数可以按两个步骤被最小化。首先，假定发射机滤波器wT是固定的，并优化接收机滤波器wR。所得的wR的解将是wT的函数。将这个解回代到正在对发射机滤波器wT进行优化的代价函数表达式中，以提供联合解。在第一步骤中，假设提供由式(10)给出的惯用LMMSE解，
式(10) 这里， 将最佳接收机向量wR代入式(9)中的代价函数，得到
式(11) 通过最小化上面的代价函数或者等效地通过最大化获得发射波束成形器向量的值。
为了简化上述分析，适于考虑获得信道循环方阵的变换式 式(12) 从实际的观点出发，将上面提出的式子近似。这是因为，如下面所见到的，(图1的)接收机111的目标是对符号
进行估计，这里，D表示延迟。在该符号之前的符号已经被估计，很可能包括[sk-F-L+2...sk-F]T，而位于当前被估计的符号前面的符号(即，具有更大时间指数)——很可能包括[Sk-L+2...sk]T——还没有被估计。因此，式(12)中的第一附加项可以使用已被估计的符号来近似，而第二附加项不能。然而，滤波器长度相对于信道越大(F＞＞L)，这个近似越好。式(12)中提出的修改形式可以重写为如下 式(13) 这里，HC，k∈CF×F是循环方阵。需要指出的是，HC，k的第i列可以表示成
式(14) 为了获得这个解，利用循环矩阵的公知特性——用DFT矩阵能够将其对角化。已经确定HC是循环行列式。因此，HC＝QΛ1QH，这里Q＝[q1 q2…qF]是F×F的单式DFT矩阵，且
是由HC的第一列的DFT构成的对角矩阵。认识到，如果在HC的分解中使用
的第d列而非第一列，则是有益的，这是因为第d列出现在代价函数表达式的其它地方。为了实现这个目的，考虑矩阵HCPd，这里，Pd是以使得第d列移到第一位置的方式对HC的列进行旋转的置换矩阵。这样的旋转保持了循环结构，因而HCPd＝QΛdQH，这里，Λ1是从HCPd的第一列获得的，即从HC的第d列获得。因此， 式(15) 由于PdPdH=I式(16) 式(17) 并且，代价函数变为
式(18)
由于
是标量 式(19)
利用trace(AB)＝trace(BA)。
式(20) 为了进一步简化上面的代价函数，检查下面的不等式给定A、B是m×m半正定的，这里，λA，i和λB，i是降阶排列的A、B的特征值。利用这个特性，获得代价函数的下限为 式(21) 这里，
并且 可以看出，A是秩为1的矩阵，因而只有一个非零特征值
式(22) 因此，式(21)中的总和减少到一项 式(23) 这里，
假定导引λB，F的指数i由p给定，则得到下面的结果
式(24)
利用约束‖wT‖2＝1 式(25) 显然，上面的代价函数具有瑞利(Rayleigh)商形式，其可以利用广义特征值方法被最大化。权重向量wT的解给出为 式(26) 这里，u1是式(27)的主特征向量，
式(27) 接着，检验在式(23)中给出最小特征值λB，F的指数p的确定。p值是通过信道向量的最大DFT系数来确定的。但是，由于在这种情况下信道向量包括发射机滤波器wT，所以这成为循环问题(circular problem)，并且确定p的分析方法不是直接显而易见的。
根据本发明的一个实施例，一种方法是通过穷举来确定p值，由此，对从1到F的p的每个选择估计wT。接着，对于每个p确定最终的代价函数。从而，确定使代价函数最大的p，从而使得相应的wT值被输出作为权重。根据本发明的实施例，如关于图4至9所解释的，可以采用自适应梯度技术。
图3是示出假定理想路径可分性的加权方案与图2的加权方案的性能比较的曲线图。基于自适应方法执行仿真。图3对利用式(2)中的权重向量所获得的比特误码率与从式(11)获得的比特误码率进行比较。为M×1信道的每种实现，精确地计算基于式(2)的权重向量。通过基于代价函数利用自适应算法的几百次迭代来从式(11)获得第二权重向量，并且最终的解被假定为最佳权重向量的估计值。然后，在使用特定信道实现的二进制相移键控(BPSK)传输中分开使用这两个权重向量，并记录所得的比特误码率。为信道的多个实现重复整个过程。如图3所示，图2的处理所产生的权重向量导致更好的BER性能。
如现在所描述的，利用自适应算法，进行进一步的仿真。
由于认识到闭合形式的解可能是不现实的，根据本发明的实施例使用自适应梯度方法。
在这个例子中使用下面的符号排除其他用户在外的所发送码片序列s，发送权重向量wTa，接收权重向量wR，多径信道卷积矩阵H，以及高斯白噪声n。接收的信号表示如下 r＝H(wTaIF′)s+n。式(28) 需要指出的是，上面等式中的矩阵H只是式(3)右侧的矩阵
的重新排列版本，并且传输权重向量wTa与式(3)中的向量wT共轭。因此，式(28)与式(6)实质上是相同的，只有很小的修改，并且只需对下面使用自适应方案获得的发送向量的解取共轭，以与先前获得的解作比较。
通过假定接收滤波器长度F具有延迟d，可以通过使用MMSE标准，换言之，可以通过使代价函数最小化，来计算在接收机处的码片估计。
J＝min‖δds-wRr‖2。式(29) 通过如下设置来执行最小化 式(30) 解上面的等式，得出下面的熟悉的结果 式(31) 这个等式仍然依赖于发送空间滤波器wTa。如前面所解释的，可以使用接收机滤波器来重新计算代价函数 式(32) 然而，分析最小化是困难的，因此，使用数值方法。
最小化问题基本上是约束优化问题，这可以通过使用拉格朗日乘子(Lagrange multiplier)来解决。这种情况下的约束是式(32)中的代价函数J上的发射功率约束，即wTaHwTa＝1。因此，得出下面的方程组 式(33) 通过使用定义可以解出发送空间滤波器 式(34) 然而，需要注意的是梯度仍然取决于将要解出的发射机滤波器。使用数值算法来计算点处的梯度，并逐渐更新滤波器。该算法被示出在表1中。
表1
随机变量g∈
使梯度计算随机化。梯度被一个元素接一个元素地计算，所述元素包括实部和虚部。
如图4至9中所示，将图2中的天线加权算法的性能与宽带码分多址(WCDMA)系统中通过最大比合并器(MRC)型的瑞克指(RAKE finger)合并来计算反馈的情况作比较。估计的方案包括2x1 2x2、4x1和4x2单流方案。具体地讲，图4示出了下面的情形2x1x1 VA性能，15个代码，EC/Ior＝-1dB。图5示出了2x2x1 VA性能，15个代码，EC/Ior＝-1dB。图6和图7分别示出了4x1x1和4x2x1 VA性能，(5个代码，EC/Ior＝-3dB)。图8和图9分别示出了4x1x1和4x2x1 VA性能，(15个代码，EC/Ior＝-1dB)。对这些仿真，假定以扩展因子16进行正交相移键控(QPSK)调制而没有信道编码。因图2的优化方案而产生的性能改进主要在较高的几何因子上明显。另一方面，波束成形本身在低几何因子上已经能够提供较好的性能。因此，通常可以看到在低比特误码率方面的改进。
还观察到的是，增益取决于参数和系统设置，但是与2个接收天线系统相比，1个接收天线系统通常增益更大。此外，与使用2个发射天线相比，使用4个发射天线由于优化处理而使增益更大。如果将信道化参数(例如，EC/Ior和代码数)设置使得低比特误码率需要大的G，则在高比特误码率处也看到性能增益，如图4(在2％比特误码率(BER)处增益为3dB，2x1x1 15个代码)和图8(在2％BER处增益为3dB，4x1x1 15个代码)所示。
当分配了16个多码中的15个并且-1dB的几乎全部功率时，如果使用1个天线，则空间发射机滤波器优化增益可以是显著的，在2％未编码BER处为几乎3dB。通常，在1％未编码BER处性能改进大约为0.5-1dB的水平。性能改进主要在低比特误码率和高几何因子方面。这也可以从高G因子提供更大优化空间的收敛分析中看出。
从上面的论述中显而易见的是，图2中的处理提供了用于在频率选择性衰落信道中联合优化发射机权重和接收机权重的机制。代价函数允许使用尺寸等于发射机天线数目的发送权重向量，并与接收机滤波器的长度无关。当例如与堆叠信道矩阵的主特征向量相比时，显示出所得的加权方案性能更好。
上面详细的天线加权方案可以通过各种硬件和/或软件配置来执行。
图10示出了可以在其上实施根据本发明的实施例的示例性硬件。计算系统1000包括用于传送信息的总线1001或其它通信机制，以及用于处理信息的被耦合到总线1001的处理器1003。计算系统1000还包括被耦合到总线1001的主存储器1005，例如随机存取存储器(RAM)或其它动态存储器件，主存储器1005用于存储将被处理器1003执行的指令和信息。主存储器1005还可以用于在处理器1003执行指令期间存储临时变量或其它中间信息。计算系统1000可以进一步包括被耦合到总线1001的只读存储器(ROM)1007或其它静态存储器件，用于存储处理器1003的静态信息和指令。存储器1009例如磁盘或光盘，被耦合到总线1001，用于永久性地存储信息和指令。
计算系统1000可以通过总线1001被耦合到用于向用户显示信息的显示器1011，例如液晶显示器或有源矩阵显示器。输入器件1013，例如包括字母数字键和其它键的键盘，可以被耦合到总线1001，用于将信息和命令选择传送到处理器1003。输入器件1013可以包括光标控制，例如鼠标、轨迹球或者光标方向键，用于将方向信息和命令选择传送到处理器1003并用于控制在显示器1011上的光标运动。
根据本发明的一个实施例，可以响应于执行主存储器1005中所包含的指令配置的处理器1003，来由计算系统1000提供图2的处理。这样的指令可以从另一计算机可读介质——例如存储器1009——被读入到主存储器1005中。执行在主存储器1005中所包含的指令配置导致处理器1003进行在此所述的处理步骤。也可以采用在多处理配置中的一个或多个处理器来执行主存储器1005中所包含的指令。在可选实施例中，可以使用硬件电路代替软件指令或者可以与软件指令相结合地使用硬件电路来实施本发明的实施例。在其它例子中，可以使用可重新配置的硬件例如现场可编程门阵列(FPGA)，其中，通常通过编程存储器查询表能够实时定制功能和其逻辑门的连接拓扑。因此，本发明的实施例不限于任何具体的软件和硬件电路结合。
计算系统1000还包括被耦合到总线1001的至少一个通信接口1015。通信接口1015提供耦合到网络链路(未示出)的双向数据通信。通信接口1015发送并接收电信号、电磁信号或光信号，这些信号承载表示各种类型信息的数字数据流。此外，通信接口1015可以包括外围接口器件，例如通用串行总线(USB)接口、PCMCIA(个人计算机存储卡国际协会)接口等。
处理器1003可以在接收所发送的代码的同时执行代码和/或将代码存储在存储器件1009中或者其它非易失性存储器中用于以后执行。以这种方式，计算系统1000可以获得载波形式的应用代码。
这里所使用的词语“计算机可读介质”指参与向处理器1003提供指令以用于执行的任何介质。这样的介质可以采取多种形式，包括但不限于非易失性介质、易失性介质和传输介质。非易失性介质包括例如光盘或磁盘，如存储器件1009。易失性介质包括动态存储器如主存储器1005。传输介质包括同轴电缆、铜线和光纤，包括导线，所述导线包括总线1001。传输介质还可以采取声波、光波或电磁波的形式，例如在射频(RF)和红外(IR)数据通信中产生的声波、光波或电磁波。计算机可读介质的一般形式包括例如软盘、软磁盘、硬盘、磁带、任何其它磁介质、CD-ROM、CDRW、DVD、任何其它的光介质、穿孔卡、纸带、光标示表单、具有孔或其它光可识别标记的图案的任何其它物理介质、RAM、PROM、EPROM、闪速EPROM、任何其它存储芯片或卡带、载波、或计算机可以读取的任何其它介质。
在向处理器提供指令以用于执行可以涉及各种形式的计算机可读介质。例如，用于执行本发明的至少一部分的指令可以初始在远程计算机的磁盘上。在这样的情况下，远程计算机将指令加载到主存储器中并使用调制解调器通过电话线发送指令。本地系统的调制解调器接收电话线上的数据并使用红外发射器来将数据转换成红外信号，并将红外信号发送到便携式计算器件，例如个人数字助理(PDA)或笔记本电脑。便携式计算设备上的红外检测器接收红外信号承载的信息和指令，并将数据置于总线上。总线将数据传送到主存储器，处理器从主存储器取指令并执行指令。主存储器所接收的指令可以在由存储器执行之前或之后被可选地存储在存储器件上。
虽然已经结合多个实施例和实施方式描述了本发明，但是本发明不受这些实施例和实施方式限制，而且，本发明覆盖落入权利要求范围内的各种明显的修改和等价方案。
权利要求
1.一种支持无线电通信系统上的传输的方法，所述方法包括
将天线权重向量应用于多个天线，其中，所述天线权重向量是通过基于发送信号和接收机处的估计信号使代价函数最小化来产生的，根据发射滤波器和所述接收机的接收机滤波器来联合优化所述代价函数；以及
通过所述天线在所述无线电通信系统上向所述接收机发送信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述代价函数是所述发送信号和所述估计信号之间的差的均方。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收机是线性最小均方误差接收机，且所述无线电通信系统是蜂窝系统。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，根据自适应梯度技术使所述代价函数最小化。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述天线权重向量的尺寸等于所述天线的数目。
6.一种承载用于支持无线电通信系统上的传输的指令的计算机可读介质，所述指令被配置成一执行就导致一个或多个处理器执行权利要求1所述的方法。
7.一种用于支持信号传输的装置，所述装置包括
多个天线，其被配置成在无线电信道上向接收机发送信号；以及
天线加权电路，其被配置成通过基于发送信号和接收机处的估计信号使代价函数最小化来产生天线权重向量，所述代价函数根据发射滤波器和所述接收机的接收机滤波器被联合优化，所述电路进一步被配置成将所产生的天线权重向量应用于所述多个天线。
8.根据权利要求7所述的装置，其中，所述代价函数是所述发送信号和所述估计信号之间的差的均方。
9.根据权利要求7所述的装置，其中，所述接收机是线性最小均方误差接收机，且所述无线电信道是蜂窝链路。
10.根据权利要求7所述的装置，其中，所述代价函数根据自适应梯度技术被最小化。
11.根据权利要求7所述的装置，其中，所述天线权重向量的尺寸等于所述天线的数目。
12.一种用于支持信号传输的方法，所述方法包括
基于第一组发射机滤波器权重来确定接收机滤波器权重；
根据所确定的接收机滤波器权重来修改代价函数；以及
根据所修改的代价函数输出第二组发射机滤波器权重，其中，所述第二组发射机滤波器权重被应用于用于波束成形的多个天线。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述代价函数是由所述天线发送的信号与接收机处的估计信号之间的差的均方。
14.根据权利要求12所述的方法，其中，所述接收机是线性最小均方误差接收机。
15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述天线在蜂窝链路上发射信号。
16.根据权利要求12所述的方法，其中，所述代价函数由
表示，wT表示发射机滤波器权重，wR表示接收机滤波器权重。
17.根据权利要求12所述的方法，进一步包括
执行自适应梯度技术，以输出所述第二组发射机滤波器权重。
18.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第二组发射机滤波器权重的尺寸等于所述天线的数目。
19.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第二组发射机滤波器权重与接收机滤波器的长度无关。
20.一种承载用于支持信号传输的指令的计算机可读介质，所述指令被配置成一执行就导致一个或多个处理器执行权利要求12所述的方法。
全文摘要
提供了一种用于确定多天线通信系统中的天线权重的方法。所述方法联合地优化发射机权重和接收机滤波器。使用发射天线的初始权重值来优化(例如，线性最小均方误差(LMMSE))接收机的滤波器。于是，根据优化的接收机滤波器来修改代价函数，所述代价函数是发送信号和估计信号之间的差的均方。于是，根据所修改的代价函数优化发射机滤波器。当不存在路径可分性的条件时，上述方法可以有利地获得天线权重。
文档编号H04B7/04GK101112012SQ200580047474
公开日2008年1月23日 申请日期2005年12月30日 优先权日2004年12月30日
发明者B·拉勾塔曼, J·张, Y·王, M·兰皮宁 申请人:诺基亚公司