专利名称：抑制正交干扰的方法和电路结构的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种用于在输出正交信号的同步解调器中恢复载波信号时抑制调幅信号的载波信号干扰正交分量的方法和电路结构。
背景技术：
为了接收调幅信号(例如模拟电视信号)，首先必须选择一个特定的频道，利用调谐器将其混频到中频fZ1(例如fZ1＝38.9MHz)。为了通过数字信号处理来解调该信号，需要具有非常高的采样率fAT1和分辨率b1(例如fAT1＝100MHz/b1＝10Bit)的A/D转换器(ADC＝analogue digital converter(模数转换器)的缩写)。因此将该信号混频到更低的第二中频fZ2。该中频fZ2理想地为相当于HF频带中频道扫描器的频率(例如fZ2＝7MHz)。
在适当的频率选择前提下，现在可以将该信号以低得多的采样频率fAT2进行数字转换。利用同步解调器将该数字化的信号混频到基带中，其中载波频率fT(最好是图像载波频率fBT)通过数字锁相环(PLL＝phase-locked-loop(锁相环)的缩写)产生。通过对所得到的同相分量和正交分量的进一步滤除，提取出信号(例如图像和/或伴音信息)。
图6举例示出一种根据现有技术的数字式TV接收机1的基本结构。该数字式TV接收机1具有一个IF IN输入端(intermediate frequency input(中频输入)的缩写)以及三个输出端，即调谐器AGC(Tuner Automatic Gain Control(调谐器自动增益控制)的缩写)、CVBS(Colour Video Blanking Signal的缩写(＝FBAS彩色视频消隐信号))和SIF(Sound IF(伴音中频)的缩写)。输入端IF IN通过信号线路3与混频器2的第一输入端E2.1连接。本地振荡器5经由信号线路4通过第一输入端E2.2连接到混频器2。混频器2的输出端A2通过信号线路6与带通滤波器7的输入端E7连接。带通滤波器7的输出端A7通过信号线路8与模数转换器9的输入端E9连接。模数转换器9的输出端A9通过信号线路10与具有三个输出端A11.1、A11.2和A11.3的数字信号处理器11的输入端连接。
在数字信号处理器11(DSP＝digital signal processor(数字信号处理器)的缩写)的内部，信号线路10在一个节点12上分成两个分信号线路13和14。
分信号线路13被引至用于调谐器(频道选择装置)信号21的自动增益控制装置的第一输入端E21.1。第二分信号线路14被引至同步解调器15的输入端E15。该同步解调器15具有两个输出端，即一个同相信号输出端A15，I和一个正交信号输出端A15，Q。同步解调器15的两个信号输出端A15，I和A15，Q通过相应的信号线路16、17与滤波装置18的相应输入端E18，I和E18，Q连接。该滤波装置18本身也具有两个信号输出端，即一个同相信号输出端A18，I和一个正交信号输出端A18，Q。滤波装置18的同相信号输出端A18，I通过信号线路19与用于视频信号23的自动增益控制装置的输入端E23连接。
用于视频信号23的自动增益控制装置具有两个输出端，即采用附图标记A23.1标注的第一输出端和采用附图标记A23.2标注的第二输出端。
用于视频信号23的自动增益控制装置的第一输出端A23.1与用于调谐器信号21的自动增益控制装置的第二输入端E21.2连接。其唯一的输出端A21通过信号线路27连接到前面提到的数字信号处理器11的第一输出端A11.1上。
用于视频信号23的自动增益控制装置的第二输出端A23.2通过信号线路28与数字信号处理器的上述第二输出端A11.2连接。滤波装置18的正交信号输出端A18，Q通过信号线路20与用于音频信号的自动增益控制装置的输入端E25连接。其输出端A25通过另一信号线路29与数字信号处理器11的第三输出端A11.3连接。
所有输出端A11.1、A11.2、A11.3与三个模数转换器30、31、32的相应输入端E30、E31、E32连接。其输出端构成数字式TV接收机1的上述调谐器AGC、CVBS、SIF输出端。
在数字式TV接收机1上进行下列操作调谐器的输出信号输送到数字式TV接收机1的输入端IF IN。该信号利用本地振荡器5(LO＝local oscillator(本地振荡器)的缩写)和混频器2转换到第二中频，即所谓的第二IF。
该第二IF信号在混频器2的输出端A2上出现。它经由输入端E7被输送到带通滤波器7。在带通滤波后从该信号中滤除不希望的混频产物，并可以通过模数转换器9无信号失真地进行数字化。
在数字部分11(DSP＝digital signal processor(数字信号处理器)的缩写)内，该信号首先利用同步解调器15混频到基带内。在同步解调器15的输出端A15，I、A15，Q上得到解调后的同相信号和正交信号I、Q。通过滤波装置18上的进一步滤波和其他不同的算法，从I/Q数据中提取视频信号和伴音中频信号。利用解调器AGC 21(＝automatic gain control(自动增益控制)的缩写)这样调节调谐器输出电平，使连接在DSP11的输入端E11上的A/D转换器9不会被过调制。利用连接在输出端A18，I、A18，Q上的VAGC 23和VAAGC 25(视频AGC和音频AGC的缩写)最佳调制出用于D/A转换器31、32的信号。
如果把输送到模数转换器9的输入端E9上的图像载波频率为fBT的余弦图像载波信号、图像信息频率为fpicture的余弦图像信息信号以及伴音载波频率为fTT的余弦伴音载波信号和伴音信息频率为fsound的余弦伴音信息信号的第二中频信号视为理想情况，那么该信号可以利用下列公式描述 (公式1)其中 图像载波振幅m 调制系数伴音载波振幅Δ_TTFM调制的相移伴音载波与图像载波处理无关，因此在载波恢复过程中被滤除。在滤波后产生一个信号，它可以通过下列公式描述 (公式2)图7a)示出该调幅信号的矢量图。在这种情况下，载波恢复锁定在图像载波34和体现图像信息33的两个边带OSB、USB(OSB＝上边带的缩写，USB＝下边带的缩写)之和上。
例如由于发射调制器或者TV接收机1的模拟信号处理中的不对称，图像载波34会受到正交分量35的干扰。因此从(公式2)中得出
(公式3)其中 干扰分量的振幅在图7b)所示的相应矢量图中，表明在信息33的振幅变化时出现一个相位调制Δ_。在载波恢复时该相位调制Δ_必须尽可能精确地得到补偿。
根据现有技术中已知的解调器这样选择参数使相位调制通过载波处理不断地得以调整。这样做的结果是一方面，通过迅速跟踪图像载波，尽管在存在正交载波分量的情况下信息也得到准确重建，但因为例如在模拟电视机上伴音载波利用重建的图像载波混频到伴音中频上，所以该信息发生相同的频率变化，这一点在附加的调频中显示出来；另一方面，由于载波控制处理所需的大量带宽也使噪声调节出最大的振幅，这一点在信噪比SNR(SNR＝signal to noiseratio(信噪比)的缩写)的恶化中反映出来。
如根据现有技术所实现的那样，根据图6，在数字信号处理器11中进行数字载波处理，这在图8中以方框图的方式示出。
特别是图8要注意来自图6的同步解调器15。同步解调器15由实际的I/Q解调器15a组成，它将输入信号转换成同相信号I和正交信号Q。此外具有一个电路结构，它从同相信号I和正交信号Q中获取图像载波信号BT，并将其直接输送到I/Q解调器15a的第一混频器40，并以90°相移输送到I/Q解调器15a的第二混频器41。
具体来说，I/Q解调器15a以本身已知的方式构成。它包括一个输入端E15和两个输出端，即一个同相信号输出端A15，I和一个正交信号输出端A15，Q。输入端E15通过信号线路14与节点42连接。信号线路14被该节点42分成两个分信号线路43和44。第一分信号线路43与上述第一混频器40的输入端E40连接，第二分信号线路44与上述第二混频器41的输入端E41.1连接。两个混频器40、41分别具有一个附加的第二输入端E40.2、E41.2，图像载波信号BT以上述方式输送给它们。
混频器40的输出端A40通过信号线路45与低通滤波器38的输入端E38连接。混频器41的输出端A41通过信号线路46与第二低通滤波器39的输入端E39连接。
第一低通滤波器38的输出端A38构成I/Q-解调器A的上述同相信号输出端A15，I，第二低通滤波器39的输出端A39构成上述正交信号输出端A15，Q。
输出端A15，I通过信号线路16引到节点47。从该节点47出发，一条信号线路一方面引到图6所示的滤波器18上，并且通过信号线路41引到低通滤波器51的第一输入端E41.1上。
正交信号输出端A15，Q通过信号线路17引到节点48。从该节点48出发，一条信号连接一方面继续引至图6所示的滤波器16，另一方面通过信号线路50引到上述低通滤波器51的第二输入端E51.2上。
与低通滤波器51的上述输入端E51.1和E51.2相对应的输出端A51.1和A51.2通过相应的信号线路52、53继续引到计算单元54的相应输入端E54.1、E54.2。
该计算单元54的两个输出端A54.1、A54.2通过相应的信号线路55、56与调节装置37的输入端E37.1、E37.2连接。
计算单元37的一个或多个输出端A37通过相应的信号线路57与数字式I/Q振荡器36的相应输入端E36连接。从I/Q振荡器36的相应输出端A36出发，信号线路58引至混频器40和41的输入端E40.2和E41.2。
低通滤波器51选择在这里处于基带(fBT≈0Hz)内的图像载波。紧接着的CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer(坐标旋转数字计算机))54根据低通滤波后的I/Q数值时(信号52/53)来确定相位55和振幅56。相位55构成了接收信号14的图像载波与I/Q振荡器36的本地载波58之间的相位差。相位55在单元37中被换算成校正信号57，以便跟踪本地I/Q振荡器36。在多次迭代之后(经过多次循环)，载波58与接收的载波14相匹配。
在上面所述的载波控制处理的数字式实现中，很难达到可与模拟式解决方案相比的带宽。其中带宽受到自动控制回路(采用Cordic算法的滤波、相位和振幅测量)内部的相当大的信号延迟的限制。
在接收模拟电视信号时，这一点对于解调的视频信号以及解调的伴音载波会产生影响，因为后者在PLL调节时会被附加地调频。图9示出了同相信号中正交分量对解调后的视频信号的影响。
伴音载波通过本地I/Q振荡器36转换成伴音中频。如果由于图像载波的正交干扰分量出现图像载波的调相的话，那么该调相会反映到伴音中频载波调频中，因为本地载波58跟随调相。
图9示出CVBS信号的一部分。在图9a中可以清楚地看出水平的同步脉冲(约在650＜t＜750时)。图9b示出带有附加正交干扰分量的相同情况。PLL回路在这种情况下不能快速元误地解调信号。水平同步脉冲因此受到干扰，以至于连接的TV装置不能从中生成稳定的图像。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种方法和电路结构，其中在载波处理时即使在补偿很差的发射机情况下也能保证信号的无扰解调。此外，提供了一种用于正交干扰估算及其补偿的方法和电路结构。
根据本发明，该目的通过具有权利要求1和3-9所述特征的方法、以及通过具有权利要求14和22-25所述特征的电路结构得以实现。
本发明具有优点的实施例和进一步改进在从属权利要求中予以说明。
在用于在输出正交信号的同步解调器上恢复载波信号时抑制调幅信号的载波信号干扰正交分量的方法中，根据本发明，对载波信号的干扰正交分量进行估算，并将估算出的正交分量从正交信号中减去。根据本发明的电路结构包括一个干扰估算装置和一个正交信号线路中的减法装置。
换句话说，根据本发明，测量信号中含有的正交载波分量并在载波控制过程中进行补偿。因此不必改变PLL的带宽以无质量损害地解调信息，以防止例如模拟电视的调频伴音信号受到正交图像载波分量存在的干扰。
现借助附图对本发明进行详细说明。相同的或者功能相同的组件在附图中使用相同的附图标记来表示。其中图1示出带有干扰分量的调制电视信号图像载波在信息信号的振幅突变前后的矢量图a)从小信号振幅向大信号振幅的突变，b)从大信号振幅向小信号振幅的突变；图2示出经过特征I/Q解调的电视信号和从该信号导出的用于估算图像载波正交干扰分量的信号在时间上的变化a)同相信号(大致等于I/Q的振幅)，
b)正交信号的调节偏差，c)信息信号的微分变化，d)同相信号的微分调节偏差，e)信息信号的变化和正交信号的微分调节偏差相乘；图3示出用于正交干扰估算的数字式电路结构的方框图；图4示出带有载波处理装置和根据本发明用于估算和补偿正交干扰的装置的同步解调器的方框图；图5示出根据本发明由失调补偿得到的模拟结果；图6示出根据现有技术的TV接收机的方框图；图7示出调幅电视信号图像载波的矢量图(现有技术)a)无干扰分量，b)有干扰分量；图8示出带有根据现有技术的载波处理装置的同步解调器的方框图；图9示出正交干扰对解调视频信号的影响(现有技术)。
具体实施例方式
英文专业术语中称为“modulator imbalance”的正交干扰分量可以按如下方式估算正交干扰分量作为直流电压值在I/Q混频器后面的Q线路中出现。载波恢复将其解释为相位误差(利用Cordic测量)，并因此将数字式I/Q振荡器调节到假定的正确值。在中频信号的振幅变化时(例如在电视信号情况下图像内容从白到黑变换时)，在Q线路中也可短时间看到直流信号，它被再次回调。Q线路中直流信号摆幅的大小取决于振幅改变的大小和方向。
图1中的矢量图以电视信号为例示出这种关系虚线表示的坐标系I′/Q′示出经过调制的图像载波34与干扰分量35的合成59，点(a)表示小信息信号振幅33a(例如模拟电视中的白色信号电平)时的信号，而点(b)则表示大信息信号振幅33b(例如黑色信号电平)。其他坐标系I/Q表示在锁定状态下载波恢复过程的当前坐标系。在信号从(a)点向(b)点变化时，首先得到负的Q值q↑。在相反的情况下得到正的Q值q↓。如从图1所看到的那样，在此适用简单的关系式
|q↑|＞|q↓|(公式4)如果正向变化62和负向变化63例如像在(近似)矩形的信息信号61(图2a)中那样以相同频率出现，那么利用上述关系可以通过Q值q↑、q↓的简单积分(图2b中的积分64和54)估算正交干扰分量35。但这一点例如在模拟TV传输时不能得到确保。
如果得到例如锯齿状的信息信号66(视频图像灰度级；图2a)，那么为借助于Q值q↑、q↓的积分68(图2b)估算正交干扰分量35所需的振幅跳变67仅在一个方向上出现。另一个方向上的振幅改变68是连续的，而且所得到的相位调制可以通过载波恢复连续地调节(图2b中信号沿68出现期间q↑＝q↓＝0)。在这种情况下，干扰分量的估算不可靠。因此具有优点的是Q值的积分67、71、72利用前面的振幅变化的符号69、70来校正。
理想情况下振幅变化根据瞬时的I和Q值的绝对值来确定。更为经济的解决方案是-假设载波恢复锁定-如图2举例示出的那样仅分析I部分的变化。
为使测量有效消除图像载波的相位变化，具有优点的是利用微分调节偏差ΔQ=dQ(t)dt]]>(公式5)来用于估算。图2d示出根据同相信号I的相应振幅变化62、63、68、67所确定的微分振幅变化79、81、83、85。估算结果利用同相分量的微分振幅变化ΔI=dI(t)dt]]>(公式6)从公式U^Q=ΔI(t)·ΔQ(t)‾]]>(公式7)中得出，并适用图2e)中所述的例子。在此，为同相信号的上述振幅变化所确定的估算值通过附图标记87、88和89来表示。
仿真测试表明，干扰分量的测量受到非常大的波动，而且很大程度上取决于所发送的信息，因为干状分量的影响仅在信息的振幅变化时才能看到。因此将测量结果进行附带的低通滤波。低通滤波在图2e)中用附图标记113表示。
前面介绍的这种方法可以利用图3所示的数字式电路结构90来实现，例如图8所示的电路结构15。
通过仿真测试验证了整个系统中的控制处理的功能。例如时模拟TV信号的影响对于视频行末端带有白色信号电平的图像内容来说特别值得注意。如果存在强正交干扰分量，那么由此在行末端或下一行开始时会对行同步脉冲产生干扰，并由此使下面的行发生水平扭曲。
图5如图9一样示出了CVBS信号的一部分。该信号含有相当强的正交干扰分量，并如前面已经描述的那样对水平同步脉冲(通过箭头表示)造成了干扰(图9上部)，TV装置不能再从中生成稳定的TV图像。与此不同的是，在图9的下部激活了失调补偿处理，并已经稳定在最终值上。正交干扰分量完全得到补偿，而且信号得到无误解调。
这种电路结构可以在现有技术中已知的同步解调器中实现。图4示出带有正交干扰补偿的同步解调器115。根据图4的同步解调器115一方面包括图8所示的同步解调器15的电路结构，还包括用于实现正交干扰估算的电路结构。用于正交干扰估算的电路结构例如与图3所示的电路结构90相同。
在本示例性实施例中，低通滤波器51和计算单元54之间的信号线路52、53通过相应的节点117、118与图3所述电路结构90的信号线路99、100连接。在电路结构90的输出端A93上，通过信号线路112形成了与I调节器119的输入端E119的连接。
输出端A119将信号线路120引至减法器的第二输入端E121，其第一输入端E121与Q线路中低通滤波器39的输出端A39连接。
利用I调节器将振幅为 的经过低通滤波的估算信号 从Q线路中的正交信号Q中减去，并从而得到补偿。对于本领域技术人员来说，很显然也可以使用其他任何自动控制回路来代替I调节器。
I调节器首先将信号112利用一个调节因子放大或衰减，然后将其输送到积分元件。利用这个因子来影响自动控制回路的速度。积分元件的实际状态同时也是估算信号 下面还要参考图3来进行说明。
调节偏差由干扰的正交分量引起，因为该分量导致所述的相位调制。通过积分(和符号校正)根据调节偏差估算出正交分量。这仅通过一个自动控制回路来实现，因为不可能直接计算正交干扰分量。
实际的干扰估算用附图标记90来表示。通过利用滤波器93使估算结果更加可靠。当然，干扰估算90本身不能确定干扰分量的绝对值。它只是可以确定一种趋势。这种趋势通过I调节器119中积分器的充电或者放电得到利用，以便在自动控制回路的稳定状态下得到干扰分量的绝对值。
附图标记列表1 数字TV接收机2 混频器3 信号线路4 信号线路5 本地振荡器(LO)6 信号线路7 带通滤波器8 信号线路9 模数转换器(ADC)10 信号线路11 数字信号处理器(DSP)12 节点13 信号线路14 信号线路15 同步解调器15a I/Q解调器16 信号线路17 信号线路18 滤波装置19 信号线路20 信号线路21 用于调谐器输出电平(Tuner-AGC)的自动增益控制装置23 用于视频信号(VAGC)的自动增益控制装置25 用于音频信号(AAGC)的自动增益控制装置27 信号线路28 信号线路29 信号线路30 数模转换器(DAC)
31数模转换器32数模转换器33图像信息33a 小振幅(m＜1)的图像信号33b 大振幅(m＞1)的图像信号34图像载波35干扰分量(调制器失衡)36数字式I/Q振荡器37自动控制器38同相信号低通滤波器39正交信号低通滤波器40第一混频器41第二混频器42信号线路43信号线路44信号线路45信号线路46信号线路47节点48节点49信号线路50信号线路51低通滤波器52信号线路53信号线路54计算单元55信号线路56信号线路57信号线路58信号线路
59图像载波和干扰分量的向量和61矩形信息信号62正向改变63负向改变64积分65积分66锯齿形信息信号67振幅改变68积分69符号校正70符号校正71积分72积分73正向改变62引起的微分调节偏差75负向改变63引起的微分调节偏差77负向改变67引起的微分调节偏差79正向改变62时时间上的振幅上升81负向改变63时时间上的振幅下降83正向信号沿68时时间上的振幅上升85负向改变67时时间上的振幅下降87估算值88估算值89估算值90用于正交干扰估算的电路结构92估算值形成装置93低通滤波器94第一延迟元件95第二延迟元件96第一减法器97第二减法器
98 乘法器99 同相信号线路100正交信号线路101节点102节点103第一同相信号分线路104第二同相信号分线路105第一正交信号分线路106第二正交信号分线路107第一延迟信号线路108第二延迟信号线路109信号线路110信号线路111信号线路112信号线路113低通滤波115带有正交干扰补偿的同步解调器117节点118节点119I调节器120信号线路121减法器IF IN 中频输入Tuner AGC 调谐器输出电平的调节CVBS 视频信号输出SIF音频信号输出q↑从小信息信号振幅改变到大信息信号振幅时的最大调节偏差q↓从大信息信号振幅改变到小信息信号振幅时的最大调节偏差E2.1第一输入端，混频器E2.2第二输入端，混频器
E7输入端，带通滤波器E9输入端，A/D转换器E15输入端，同步解调器E1，.I滤波装置的同相信号输入端E18，Q滤波装置的正交信号输入端E21.1用于调谐器[？？？]信号的自动增益控制装置的第一输入端E21.2用于调谐器[？？？]信号的自动增益控制装置的第二输入端E23用于视频信号的自动增益控制装置的输入端E25用于音频信号的自动增益控制装置的输入端E30A/D转换器的输入端E31A/D转换器的输入端E32A/D转换器的输入端E36数字式I/Q振荡器的输入端E37.1调节装置的第一输入端E37.2调节装置的第二输入端E40.1第一输入端，混频器E40.2第二输入端，混频器E41.1第一输入端，混频器E41.2第二输入端，混频器E38低通滤波器的输入端E39低通滤波器的输入端E51.1低通滤波器的第一输入端E51.2低通滤波器的第二输入端E54.1计算单元的第一输入端E54.2计算单元的第二输入端E93低通滤波器的输入端E94第一延迟元件的输入端E95第二延达元件的输入端E96.1第一减法器的第一输入端E96.2第一减法器的第二输入端
E97.1第二减法器的第一输入端E97.2第二减法器的第二输入端E98.1乘法器的第一输入端E98.2乘法器的第二输入端E120I调节器的输入端E121.1减法器的第一输入端E121.2减法器的第二输入端A2混频器的输出端A7带通滤波器的输出端A9A/D转换器的输出端A15，I同步解调器的同相信号输出端A15，Q同步解调器的正交信号输出端A18，I滤波装置的同相信号输出端A18，Q滤波装置的正交信号输出端A21用于调谐器输出电平的自动增益控制装置的输出端A23.1用于视频信号的自动增益控制装置的第一输出端A23.2用于视频信号的自动增益控制装置的第二输出端A25A11.1DSP的第一输出端A11.2DSP的第二输出端A11.3DSP的第三输出端A30A/D转换器的输出端A31A/D转换器的输出端A32A/D转换器的输出端A36数字式I/Q振荡器的输出端A37.1调节装置的第一输出端A37.2调节装置的第二输出端A40.1混频器的第一输出端A40.2混频器的第二输出端A41.1混频器的第一输出端
A41.2混频器的第二输出端A38低通滤波器的第一输出端A39低通滤波器的第二输出端A51.1低通滤波器的第一输出端A51.2低通滤波器的第二输出端A54.1计算单元的第一输出端A54.2计算单元的第二输出端A93低通滤波器的输出端A94第一延迟单元的输出端A95第二延迟单元的输出端A96第一减法器的输出端A97第二减法器的输出端A98乘法器的输出端A99低通滤波器的输出端A120I调节器的输出端A121减法器的输出端ΔI 同相分量时间上的振幅上升ΔQ 微分调节偏差I同相信号Q正交信号图像载波的振幅图像载波同相信号中估算的干扰正交分量的振幅 正交干扰的振幅 正交干扰估算的正交干扰的振幅估算的正交干扰t时间。
权利要求
1.一种用于在输出正交信号(Q)的同步解调器(15)上恢复载波信号 时抑制调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法，其特征在于，对载波信号 的干扰正交分量 进行估算，并将估算出的正交分量 从正交信号(Q)中减去。
2.按权利要求1所述的方法，其特征在于，载波信号 的干扰正交分量 根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差估算出来。
3.按权利要求1所述的方法，其特征在于，载波信号 的干扰正交分量 根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分估算出来。
4.按权利要求1所述的方法，其特征在于，载波信号 的干扰正交分量 根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分估算出来，其中，将引起调节偏差(q↑、q↓)的信号(61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
5.按权利要求1所述的方法，其特征在于，载波信号 的干扰正交分量 根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分估算出来，其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
6.按权利要求1所述的方法，其特征在于，载波信号 的干扰正交分量 根据正交信号(Q)的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)和成同步解调器(15)输出的同相信号(I)的微分调节偏差估算出来，其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(79、81、83、85)与相应的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
7.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，估算出的正交分量 在从正交信号(Q)中减去之前被低通滤波。
8.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所估算出的、以及在需要时经过低通滤波的正交分量 通过反馈控制回路，尤其是I调节器(119)，从正交信号(Q)中减去。
9.一种用于通过分析同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或通过分析同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差来估算调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法。
10.一种用于通过分析同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或通过分析同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法。
11.一种用于通过分析同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或通过分析同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法，其中，将引起调节偏差(q↑、q↓)的信号(61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
12.一种用于通过分析同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或通过分析同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法，其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
13.一种用于通过分析同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)和/或通过分析同步解调器(15)输出的同相信号(I)的微分调节偏差来估算调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的方法，其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(79、81、83、85)与相应的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
14.一种用于在输出正交信号(Q)的同步解调器(15)上恢复载波信号 时抑制调幅信号(33、33a、33b)的载波信号 的干扰正交分量 的电路结构(115)，其特征在于，具有用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，并具有用于从正交信号(Q)中减去估算出的正交分量 的减法装置(121)。
15.按权利要求14所述的电路结构，其特征在于，所述干扰估算装置(90)用于根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差来估算载波信号 的干扰正交分量
16.按权利要求14所述的电路结构，其特征在于，所述干扰估算装置(90)用于根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算载波信号 的干扰正交分量
17.按权利要求14所述的电路结构，其特征在于，所述干扰估算装置(90)用于根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算载波信号 的干扰正交分量 其中，将引起调节偏差(q↑、q↓)的信号(61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
18.按权利要求14所述的电路结构，其特征在于，所述干扰估算装置(90)用于根据正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分来估算载波信号 的干扰正交分量 其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
19.按权利要求14所述的电路结构，其特征在于，所述干扰估算装置(90)用于根据正交信号(Q)的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)和/或同步解调器(15)输出的同相信号(I)的微分调节偏差来估算载波信号 的干扰正交分量 其中，将同相信号(I、61、66)的振幅变化(79、81、83、85)与相应的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
20.按权利要求14-19之一所述的电路结构，其特征在于，具有用于在从正交信号(Q)中减去之前对估算出的正交分量 进行低通滤波的低通滤波装置(93)。
21.按权利要求14-20之一所述的电路结构，其特征在于，具有反馈控制回路，尤其是I调节器(119)，以便从正交信号(Q)中减去所估算出的、以及在需要时经过低通滤波的正交分量
22.用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，带有确定装置，用于确定同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或用于确定同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差。
23.用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，带有确定装置，用于确定同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或用于确定同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差，还带有积分装置，用于形成同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或用于形成同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分。
24.按权利要求22或23所述的干扰估算装置(90)，其特征在于，通过积分、以及需要时通过必要的符号校正，根据调节偏差估算出正交分量。
25.用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，带有确定装置，用于确定同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)和/或用于确定同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差，还带有积分装置，用于形成同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或用于形成同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分，还带有乘法装置，用于将引起调节偏差(q↑、q↓)的信号(61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
26.用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，带有确定装置，用于确定同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q ↓)和/或用于确定同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差，还带有积分装置，用于形成同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的调节偏差(q↑、q↓)的积分(64、65、72)和/或用于形成同步解调器(15)输出的同相信号(I)的调节偏差的积分，还带有乘法装置，用于将同相信号(I、61、66)的振幅变化(62、63、67)的符号(+、-)与相应的积分(64、65、72)相乘。
27.用于估算载波信号 的干扰正交分量 的干扰估算装置(90)，带有微分装置(％、97)，用于形成同步解调器(15)输出的正交信号(Q)的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)和/或用于形成同步解调器(15)输出的同相信号(I)的微分调节偏差，带有用于确定同相信号(I、61、66)的振幅变化(79、81、83、85)的微分装置(94、95)和用于将同相信号(I，61，66)的振幅变化(79、81、83、85)与相应的微分调节偏差(ΔQ、73、75、77)相乘的乘法装置。
全文摘要
本发明涉及一种用于在输出正交信号(Q)的同步解调器(15)上恢复载波信号时抑制调幅信号的载波信号干扰正交分量的方法以及电路结构(115)。在该方法方面，根据本发明对载波信号的干扰正交分量进行估算，并将估算出的正交分量从正交信号(Q)中减去。根据本发明的电路结构包括一个干扰估算装置(92)和一个正交信号线路(17)中的减法装置(121)。
文档编号H04N5/455GK1812554SQ200510137368
公开日2006年8月2日 申请日期2005年9月29日 优先权日2004年10月4日
发明者印果·斯坦巴茨, 汉斯·菲索, 麦奥卓格·特默瑞纳克 申请人:迈克纳斯公司