专利名称：改善ofdm系统同步性能的解扩频方法
技术领域：
本发明涉及一种利用具有零干扰窗(Interference Free Window，简称IFW)特性的正交扩频码来改善OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)系统同步性能的方法，属于移动通信技术领域。
背景技术：
OFDM是一种无线环境下的高速传输技术，它能够同时满足高速和抗干扰两方面的要求，不仅能够大大提高频带利用率，提供更高的数据吞吐率，还能够有效抑制多径干扰，在高速移动通信领域具有很大的优势。因此，人们普遍估计OFDM技术将成为第四代移动通信(4G)的核心技术之一。
OFDM技术的基本思想在于在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每一个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。由于采用正交频率的概念来区分不同的载波支路，因此允许各个载波频段相互重叠，从而显著提高了频谱利用率。图1是一个典型的OFDM系统的基本结构图。输入的数据流经过串/并变换，成为并行的低速数据流。各条并行数据流分别被不同的载波频率调制。OFDM的调制和解调采用一对IFFT/FFT(反快速傅立叶变换/快速傅立叶变换)来实现，这使其实现过程变得简单。
OFDM技术虽然具有很多优越性，但其在具体实现时也存在很多技术难点需要克服。其中最主要的技术难点体现在OFDM系统对载波频率偏差和相位噪声很敏感，对同步要求非常高。这是因为载波频率的偏差和噪声会使子信道之间产生干扰，从而不能满足OFDM技术对子信道之间严格正交的要求。如果各子信道不能做到严格正交，将会产生强烈的信道间干扰，使整个OFDM系统的性能严重下降。目前，人们为解决OFDM系统对同步要求高的问题，提出了多种OFDM同步算法，如ESPRIT同步算法和ML估计算法等。但这些算法各有利弊，并不能从根本上解决问题。而且使用这些算法无疑会增加整个系统的运算负担。
当前，人们发现某些采用特定编码方式的正交扩频码具有零干扰窗的特性，例如LAS码、CCK码等。所谓零干扰窗又称零相关窗，是指其地址码的自相关函数是理想的，互相关函数中在一定的偏移范围内(窗口内)也是理想的，即完全没有付峰，在上面所述的窗口外仅有稀疏的付峰，就如图2所示的LAS-CDMA地址码的相关函数那样。我们称距离原点最近的一对付峰间的区间为零干扰窗，凡是落在零干扰窗内的其它地址码的信号都不会产生干扰。将这一特性应用在OFDM系统之中，就有可能解决其同步要求高、实现难度大的技术难题。但是，就本申请人所知，目前尚没有在OFDM系统中应用正交扩频码零干扰窗特性的技术方案。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的空白，提供一种利用具有零干扰窗特性的正交扩频码进行扩频/解扩操作，形成在频率上排列的零干扰窗，由此克服相邻正交子载波的相互干扰，改善OFDM系统同步性能的方法。
为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案一种用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在OFDM系统进行调制之前，采用具有零干扰窗特性的正交扩频码对信息符号进行扩频；然后在接收端用所述正交扩频码解扩出所述信息符号。
所述正交扩频码的非循环自相关序列和非循环互相关序列在一定的位移范围内至少具有一个零相关的窗口。
所述正交扩频码为LAS码。
或者，所述正交扩频码为CCK码。
在所述OFDM系统的发送端，发射信息经过编码后分为至少一组，对每一组按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
或者，在所述OFDM系统的发送端具有至少一组用户信息，各组用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述正交扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。
在所述OFDM系统的接收端，对接收到的基带复数信号进行快速傅立叶变换之后，首先进行频域均衡处理，再用所述正交扩频码进行解扩处理。
所述频域均衡处理可以采用OFDM系统使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿。
本发明所述的利用具有零干扰窗特性的正交扩频码改善OFDM系统同步性能的方法充分利用了特定正交扩频码的零干扰窗特性，有效克服了载波频率偏移、噪声等因素对OFDM系统同步性能的影响，为OFDM系统的进一步推广应用奠定了技术基础。另外，该方法也进一步拓宽了具有零干扰窗特性的正交扩频码的应用范围。
下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步的说明。
图1为现有的一个典型的OFDM系统的基本结构图。
图2为LAS-CDMA地址码的相关函数示意图，图中显示了该正交扩频码所提供的零干扰窗。
图3为采用本发明所述方法的OFDM系统中，发射端扩频调制过程的示意图。
图4为采用本发明所述方法的OFDM系统中，接收端解扩过程的示意图。
图5为用于验证本发明所述方法效能的系统仿真台的结构示意图。
图6a、图6b、图6c分别为频偏fre_off＝0时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图。
图7a、图7b、图7c分别为频偏fre_off＝0.1时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图。
图8a、图8b、图8c分别为频偏fre_off＝0.25时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图。
图9a、图9b、图9c分别为频偏fre_off＝0.5时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图。
具体实施例方式
在对本发明所述方法进行进一步说明之前，首先对本方法所使用的具有零干扰窗特性的正交扩频码进行说明。前面已经提到，具有零干扰窗特性的正交扩频码常见的有两种-LAS码和CCK码。其中LAS码由李道本先生在专利号为ZL 00801970.3，名称为“一种具有零相关窗的扩频多址编码方法”的发明中首先提出，并且将其作为LAS-CDMA系统的编码方案。该LAS码由LS码与LA码构成，其中LS码为基本多用户接入序列族，LA族起扩展接入序列族数量的作用。LS码由C码与S码合成，C码与S码具有相同自相关峰与互补的峰外特性，合成后形成的LS码自相关峰外侧为全零，LS码族中各序列之间互相关全为零。LA码是三电平码，它是由一个具有L个正交扩频码的正交码(取+1和-1值)，再在各个码元之间插入长度不等的一串0构成。由LS码和LA码复合构成的LAS码具有零相关窗特性，该零相关窗的宽度可以预先设计。关于该编码方案及其零相关窗特性的进一步说明，请参阅该专利说明书。CCK码(complementary code keying，互补码键控)是另外一种具有零相关窗特性的正交扩频码，它主要在无线局域网技术中使用，并已成为IEEE802.11B标准的一部分。相比较而言，LAS码的零相关窗特性要比CCK码好，因为其零相关窗不仅数量多，而且宽度可控，最重要的是满足零相关窗条件的码字数量远远大于CCK码，这个对于实际的应用有直接的意义，即保证可用的用户数量或用户的数据传输速率远远大于CCK码，因此在下面的具体实施方式
中，所说的具有零相关窗特性的正交扩频码均以LAS码为例。
在OFDM系统中，使用不同的子载波来承载不同的信息符号。为了充分利用LAS码的零相关窗特性，我们让OFDM系统的信道编码采用上述的LAS码，用OFDM不同的子载波来承载不同的LAS正交扩频码的码片(CHIP)。这样，原来在时间轴上排列的LAS-CDMA系统的码片就通过OFDM方法使其在频率轴上排列，LAS码所具有的时域上的零相关窗也随之在频域上分布。OFDM系统由于子载波频率不正交而造成的问题在这里就变成了频域的不同子载波之间的相互干扰，而这种干扰又以相邻子载波的干扰为主。由于在信道编码过程中引入了具有零干扰窗特性的LAS码，其零相关窗在频域的排列就可以克服相邻子载波的相互干扰，从而改善OFDM系统的同步性能。这就是本发明所述方法的基本原理。
本发明所述方法概括地说，就是首先在发送端，在OFDM调制之前增加用具有零干扰窗的CDMA正交扩频码来对信息符号进行扩频；然后在接收端进行FFT变换之后用该正交扩频码解扩出信息符号。
为了更清楚地说明本发明所述方法的实现过程，下面将上述过程分为发射端扩频调制和接收端解扩两个阶段具体加以说明。
在这里，首先定义LAS正交扩频码的长度为2N，N为自然数。N个扩频序列为FS1，FS2，...，FSN，每个OFDM子载波的调制比特数为M，M也为自然数。
图3为采用本发明所述方法的OFDM系统中，发射端扩频调制过程的示意图。
如图3所示，在发送端，发射信息经过编码后分为N组，分别记为S1，S2，...，SN，对每组以长度M比特进行分段，共分为j段，对每段M比特根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号S11，S12，...，S21，S22，...，SN1，SN2，...Sij，其中Sij表示其为第i组第j个符号。图中所示的上述进程也可以有另外一种含义，即N组不同用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照长度M比特进行分段，共分为j段，并以前面所述相同方式进行比特星座映射，同样也可以得到复数符号S11，S12，...，S21，S22，...，SN1，SN2，...Sij，其中Sij为第i个用户的第j个符号。
在完成比特星座映射之后，对每个复数符号利用前面提到的LAS正交扩频码进行扩频，第i组符号所用的扩频序列为FSi。对N组已扩频序列相加，得到调制数据序列D1，D2，...，Dk，...，其中Di＝Si1FS1+Si2FS2+...+SiNFSN＝(d1，d2，...，d2N)。将OFDM中所有的数据子载波进行分组C1，C2，...，Ck，...，每组子载波数为扩频序列长度2NCi1，Ci2，...，Ci2N，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。用调制数据序列D1，D2，...，Dk，...分别对OFDM中的各组子载波进行调制，其中dik调制到Cik上。这里的K表示把OFDM的所有传送数据的子载波分成K段，每段正好传送一个承载若干调制数据的LAS码字。例如，LAS码字的长度是32，而OFDM一共有256个子载波传送数据，那么我们就可以把256个子载波分成8段，K＝8，每段32个子载波正好是LAS码字的长度32，而每段LAS码字数量有16个，那么可以在一个OFDM符号周期内同时传送8×16＝128个符号。
图4为采用本发明所述方法的OFDM系统中，接收端解扩过程的示意图。
接收端对接收到的基带复数信号首先进行频偏校正、时钟同步、帧同步、去循环前缀处理等常规处理。对经过上述处理后的复数信号进行FFT计算，然后进行频域均衡处理，得到每个子载波调制的数据drik，其下标和发射端的子载波编号一致。用扩频序列FSj对第i组接收数据Dri＝(dri1，dri2，...，dri2N)进行解扩得到Srij＝dri1FSj1+dri2FSj2+...+dri2NFSj2N。用N组扩频序列对每组接收数据解扩得到N个复数数据Srij，i＝1，2，...，j＝1，2，...，N。然后对数据序列Srij进行比特映射译码等后续处理。处理后的数据经重组后即成为接收信息。
在上述的扩频调制和解扩的过程中，比特星座映射、频偏校正、时钟同步、帧同步、去循环前缀等操作都是现有移动通信领域常规的操作。频域均衡可以采用OFDM系统所使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿，这个操作和一般CDMA的导频信道或导频符号的常规操作一样，在此就不赘述了。
通过上述扩频调制和解扩的操作实现OFDM系统的同步性能改善的关键在于扩频序列具有零干扰窗特性，即其非循环自相关序列和非循环互相关序列要在一定的位移范围内有一个零相关的窗口。设Rij(n)为扩频序列i和j的非循环互相关序列，则Rij(n)应当满足Rij(n)＝0，当n＝-L，-L+1，...，-1，1，2，...，L，L为自然数，而且在满足码字数量的前提下越大越好。LAS正交扩频码即是满足上述条件的理想扩频序列。
在上述扩频/解扩的过程中，系统同步需要同步到零窗口偏移内才能使解扩后相关值为零。在OFDM系统中，这一点由OFDM本身的同步就可以做到。简单地讲，就是发送端肯定是知道LAS码的码片和子载波的对应关系的，但是接收端也需要知道这种对应关系才能够解扩。而OFDM系统本身的帧同步要求已经提供了这种同步。
本发明所述的利用具有零干扰窗特性的正交扩频码改善OFDM系统同步性能的方法不仅具有理论上的合理性，通过仿真计算也证实了其具有令人满意的改善OFDM系统同步性能的效果。
图5为用于验证本发明所述方法效能的系统仿真台的结构示意图。
仿真系统包含三种两种扩频的OFDM系统及一种普通的OFDM系统。两种扩频系统的扩频序列分别为M序列和LAS-Code扩频序列；而普通的OFDM系统则没有扩频及解扩两个模块。通过对比接收的星座图获得仿真计算的结果。
仿真所用的参数为频偏/子载波间隔(4种)fre_off(即ε)＝0；0.10；0.25；0.5调制方式BPSKM序列长度7M序列本征多项式(1，7)即1+x6扩频比64用户数16子载波数64仿真点数200LAS-Code的码组(1，3，5，7，9，11，13，15，17，19，21，23，25，27，29，31)这里，零相关窗为7。
图6a、图6b、图6c分别给出了频偏fre_off＝0时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图，其中图6a为普通OFDM系统，图6b为M序列扩频后MC-CDMA，图6c为LAS-Code扩频后MC-CDMA。
可以看出，在没有频偏的时候，普通的OFDM系统和LAS-Code扩频后的MC-CDMA均不引入干扰，而经过M序列扩频后的MC-CDMA就会引入一定的用户间的干扰。但是这里的干扰还是很小并且可以忍受的。并不会产生误码。
图7a、图7b、图7c分别给出了频偏fre_off＝0.1时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图，其中图7a为普通OFDM系统，图7b为M序列扩频后MC-CDMA，图7c为LAS-Code扩频后MC-CDMA。
图8a、图8b、图8c分别给出了频偏fre_off＝0.25时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图，其中图8a为普通OFDM系统，图8b为M序列扩频后MC-CDMA，图8c为LAS-Code扩频后MC-CDMA。
在频偏为0.1及0.25时，所有OFDM系统的接收信号会产生很大的旋转，同时接收信号有发散现象。这种相位旋转是可以容忍的，因为并不产生误码，使用均衡等方法就可以对其进行纠正。但是接收信号的发散则是不能忍受的，因为这样会导致误码的产生。这种情况对普通OFDM系统影响最为严重，而经过M序列扩频后的MC-CDMA系统在一定程度上改善了这个问题，但是比无频偏的情况下显然严重了许多，这样，在系统存在噪声的情况下也相对容易出现误码。但是经过LAS-Code扩频之后的MC-CDMA系统则显然大大改善了此性能，接收信号几乎不发散。由此说明LAS-coded-OFDM系统有较强的抗系统频偏能力。
图9a、图9b、图9c分别给出了频偏fre_off＝0.5时普通OFDM系统，M序列扩频后MC-CDMA，LAS-Code扩频后MC-CDMA的接收信号星座图，其中图9a为普通OFDM系统，图9b为M序列扩频后MC-CDMA，图9c为LAS-Code扩频后MC-CDMA。
在频偏为0.5时是一种极限状态，这种情况下的效果对比很明显，LAS-MC-CDMA系统的星座图只有极少的发散，这种特性使LAS-OFDM系统的抗频偏特性极佳。这是由于LAS-Code的零相干窗所带来的好处，这是其他扩频序列所不满足的。
由于本方法的特点是在发送端OFDM的IFFT之前用LAS正交扩频码扩频，然后在收端FFT之后用LAS正交扩频码解扩出符号。OFDM的优势得以保存，由于高速移动等原因造成的子载波的正交性的破坏则由下一级的LAS正交扩频码解扩来消除。同时LAS正交扩频码解扩还能进一步减少噪声的影响，即还能获得一般CDMA的增益，同时保留OFDM技术的特点。另外，因为OFDM加上CDMA，还可以用CDMA的特性来组网，这样可以弥补OFDM在组网方面的不足。
上面虽然通过实施例描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，所附的权利要求将包括这些变形和变化。
权利要求
1.一种用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在OFDM系统进行调制之前，采用具有零干扰窗特性的正交扩频码对信息符号进行扩频；然后在接收端用所述正交扩频码解扩出所述信息符号。
2.如权利要求1所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于所述正交扩频码的非循环自相关序列和非循环互相关序列在一定的位移范围内至少具有一个零相关的窗口。
3.如权利要求2所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于所述正交扩频码为LAS码。
4.如权利要求2所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于所述正交扩频码为CCK码。
5.如权利要求1所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端，发射信息经过编码后分为至少一组，对每一组按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
6.如权利要求1所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端具有至少一组用户信息，各组用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
7.如权利要求1所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述正交扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。
8.如权利要求1所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于在所述OFDM系统的接收端，对接收到的基带复数信号进行快速傅立叶变换之后，首先进行频域均衡处理，再用所述正交扩频码进行解扩处理。
9.如权利要求8所述的用于改善OFDM系统同步性能的方法，其特征在于所述频域均衡处理可以采用OFDM系统使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿。
全文摘要
本发明公开了一种用于改善OFDM系统同步性能的方法，它是在OFDM系统进行调制之前，采用具有零干扰窗特性的正交扩频码对信息符号进行扩频；然后在接收端进行快速傅立叶变换之后用正交扩频码解扩出信息符号。本方法充分利用了特定正交扩频码的零干扰窗特性，有效克服了载波频率偏移、噪声等因素对OFDM系统同步性能的影响，为OFDM系统的进一步推广应用奠定了技术基础。另外，本方法也进一步拓宽了具有零干扰窗特性的正交扩频码的应用范围。
文档编号H04J13/00GK1753394SQ20041000959
公开日2006年3月29日 申请日期2004年9月21日 优先权日2004年9月21日
发明者张宇 申请人:方正通信技术有限公司