专利名称：移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法和装置的利记博彩app
技术领域：
本发明是关于无线接收机中动态范围弥补技术，更确切地说，是利用接收信号强度来进行动态范围弥补方案的技术。
(2)背景技术在无线通信系统里，移动接收机(比如蜂窝电话)会遇到很大的接收信号强度范围，该接收信号是由基站发射机发射出来的。接收信号强度从最强到最弱经历70dB的动态范围不是一件稀奇的事，这是由于多种因素造成的，比如变化的基站到移动接收机之间的距离、瑞利衰落和运作上的变化。
因此移动接收机应该具有某种方法来弥补这样宽的接收信号强度变化，在某些移动接收机里是使用自动增益控制电路。尽管这些电路是有用的，但是仍不能完全弥补接收信号的动态范围，例如在移动蜂窝通信GSM规范里使用了数据交织，由于有着这个交织技术，此时慢AGC通常不足于来完全弥补接收信号的动态范围。
如果接收信号的动态范围没有足够弥补掉，那么数字接收机的基带信号处理复杂度将大幅增加，或者将导致由于饱和或截止所带来的信号畸变。
(3)发明内容本发明的目的是提供一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法和装置，可基于接收信号强度指示对接收信号动态范围进行足够的弥补。
根据本发明一方面提供一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法，包含把接收信号解调，以得到一个模拟基带信号；把模拟基带信号转换成数字基带信号；估计出所述的基带信号的强度，用一个缩放因子来放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子是根据所述的信号强度来确定；对数字基带信号进行均衡，得到一个均衡后数字信号，并对均衡后的数字信号再用一个再缩放因子来重新放大或缩小，这个再缩放因子根据所述的缩放因子来定。
根据本发明另一方面提供一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的装置，包含一个模拟到数字转换器，它将一个模拟基带信号转换成一个数字基带信号；一个信号强度估计器，用来估计所述的数字基带信号的强度，以得到一个信号强度；一个缩放器，它根据一个缩放因子放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子取决于所述的信号强度；一个均衡器，用来对所述的数字基带信号进行均衡，以得到一个均衡后的数字信号；一个再缩放器，它根据一个再缩放因子来放大或缩小所述均衡后的数字信号。
(4)
以下结合附图对本发明的较佳实施例进行详细说明，其中
图1表示的是接收信号动态范围弥补的电路原理图。
图2是本发明的另一个实例的接收信号动态范围弥补的电路原理图。
图3至图15是采用本发明的方法、设备所进行的试验仿真结果。
(5)具体实施方式
本发明提供一种大动态范围的接收信号缩放的方法。通过对接收信号的再缩放，可以在接收机进行没有信号畸变的基带信号处理。在下面的描述中，我们将给出大量的专业细节以便于对本发明实例有一个全面理解，然而，一个业内熟练的人士可以发现缺少某个或多个这样的专业细节，或者用其它的方法、器件等，本发明仍然可以实现；另一方面，一些众所熟知的结构或操作没有在本发明里全面给出解释，以免对本发明主体起到喧宾夺主的不利影响。
通篇里，″一个实例″或″某个实例″意思是指具有某种特征、结构或性能的应用实例，这个实例中包含至少一个本发明所描述的结构。因此，全文多处出现的″在一个实例中″或″在某个实例中″语句并不一定指同一个实例。更进一步来讲，这些特征、结构或性能可以在某个或多个实例中以任何适当的方式相结合。
图1表示无线通信101的一部分，包括一个基站103和一个接收机105。信号从基站103发射出去，由接收机105接收并利用它的内部电路进行处理。接收机105中仅仅给出了与本发明有密切相关的部分。移动接收机里还包括许多其它组件，比如键盘、屏幕、麦克风、电源、等等…。然而为了清晰起见，本文只给出那些为了全面介绍本专利的必要的数字信号处理电路。
移动接收机105包括一个比特移位器107、接收滤波器109、模数转换器(ADC)111、接收信号强度指示器113、缩放器115、匹配滤波器117、信道估计器119、最大似然序列估计器(MLSE)121和一个再缩放器/维特比(Viterbi)译码器123。在下面进一步详细阐述中将可以看出，这些组件对接收信号的缩放实际上是充当一个快速自动增益控制(AGC)电路的。
信号是从基站103发出并由移动接收机105接收。移动接收机包括一个天线(图中没有给出)和一个射频(RF)模块(也没有在图中给出)，它们是用来对模拟的接收信号进行解调。业内熟练的人士应该能看出，RF模块将接收到的复地模拟信号解调成I(实)路和Q(虚)路两路输出，这两路输出信号就构成了进一步处理的基带信号。
为了清晰起见，也正如业内惯例那样，我们没有给出RF模块。RF模块的输出就是接收到的模拟信号的I分量和Q分量。I分量和Q分量输送到接收滤波器109中进行滤波。滤波后I分量和Q分量分别送到ADC111中，从而完成I分量和Q分量从模拟格式到数字格式的转化。在某个实例里，ADC111可以提供16比特的位数来表示I路和Q路的模拟信号，作为实例，ADC的采用速率可以为540,000采样/秒，采样速率也可以使用270,000采样/秒。
ADC111的输出送到RSSI估计器113和比特移位器107中去。RSSI估计器113可以按照惯例的设计来实现，它是用来提供接收信号幅度的指示。在一个实例里，RSSI估计器113仅仅将每个采样值的I和Q分量先平方再加起来，得到该采样点的幅度。为了获得平均功率，需要对上面获得的这些幅度进行平均。简而言之，RSSI估计器是用来提供数字信号幅度(也就是说是接收信号的强度)的指示，而该数字信号是从ADC111输出的。
缩放器115接收从RSSI估计器所输出的信号，基于这些接收信号，缩放器115确定的缩放值″n″，用来对ADC111中的16比特数字字进行缩放。作为一个例子，缩放器115可以采样查表方法，此表是根据RSSI估计器113输出信息及定标值″n″来决定的。在一个实例中，″n″可以由接收数据脉冲逐脉冲逐脉冲地计算出来。例如在时分多址系统里，每个脉冲对应到连续帧里地某个特定的时隙。
在另一个实例里，缩放器115与参考值协同使用，该参考值要么以输入信号的形式，要么预先存储在存储器里，这个参考值可以被认为是名义上的接收信号强度。此时如果RSSI估计器113提供的指示比参考值来得高，此时ADC111的输出信号就应该向下缩放(即缩小)，于是″n″就赋予一个负的数值；反之，当RSSI估计器113提供的指示比参考值来得低，此时ADC111的输出信号就应该向上缩放(即放大)，于是″n″就赋予一个正的数值。进一步地，RSSI估计器113的输出比参考值高出或低出的量来决定缩放值″n″的具体幅度。
作为一个实例，对应缩放系数2n的缩放值n可以由下式决定(1/2)*log2(Pest/Pref)，这里Pest是由RSSI估计器113估计的平均信号功率，是参考功率水平Pref。从下面细节可以看出，本发明的缩放方法所述如下·当接收信号比较弱时，或者说Pest比Pref来得小，接收信号乘上一个缩放系数2n，这等效于将移位器107中的16比特字向左移n比特。
当接收信号比较强时，或者说Pest比Pref来得大，接收信号除以一个缩放系数2n，这等效于将移位器107中的16比特字向右移n比特。
因此，″n″值提供给比特移位器107，决定比特移位器107的移位比特数，从而决定ADC111输出的16位比特字的向左(对应于对最不重要的比特信息侧增加比特位)或向右(对应于对最重要的比特信息侧增加比特位)的比特移位。在一个实例里，如果获得一个正的数值″n″，此时比特移位器107就将16比特字向左移位n位；如果获得一个负的数值″n″，此时比特移位器107就将16比特字向右移位n位。
例如，假设输入到比特移位器107中的16比特字为″0001110001111110″，那么如果该字需要左移3比特的化，结果是″1110001111110000″；类似地，如果需要右移3比特的话，结果就为″0000001110001111″。将该字左移3比特作用等于是将该字乘上一个10进制数2n，这里n就是需要左移的比特数(这里为3)；将该字右移3比特作用等于是将该字乘上一个10进制数2-n，这里n就是需要右移的比特数(这里为3)。注意，这里对低位数值需要进行四舍五入。这种以整数″n″为缩放数值，以及一个比特移位器是在数字域里实现乘法、除法的一个行之有效的方法。作为另外一个选择，缩放因子可以是一个模拟十进制数，原来对ADC111输出信号的模拟样板进行相乘或相除，但是这样做需要额外的电路来完成这样的缩放。简言之，本分明是基于接收信号强度来对接收信号(无论是模拟域的还是数字域的)进行缩放，而不会受限于特定的数字实现形式，如图1或图2所示。
一旦比特移位器107执行完必需的移位操作后，移位后的16比特字信号分别输送到匹配滤波器117上和信道估计器119上。匹配滤波器117和信道估计器119在业内已经很熟悉了，它们联合MLSE121来对基带数字信号进行均衡处理。匹配滤波器117、信道估计器119以及MLSE121联合起来通常又称为均衡器。
如图1所示，MLSE121的输出信号(称为已均衡的数字信号)输送到再缩放器/维特比(Viterbi)译码器123中。作为一个例子，MLSE121输出一个均衡后的数字信号，包括一个符号比特和一些复的软比特。业内通常的做法都是将符号比特理解为数字数据为″1″还是″0″。进一步地，如业内所知道的，软比特实际上指示着估计的性能。
为了避免由于信号缩放所带来的性能损失，在输入到维特比(Viterbi)译码器之前，由MLSE121均衡后的数字信号输出需要通过除以或乘上再缩放值22n，这就称为再缩放。注意，在这里进行再缩放操作是以″2n″为再缩放值的，也就是说，进行两次以原始缩放值″n″的缩放操作。这是因为在本领域里许多情形下，信道估计器，包括图1所示的特例，信道估计器119将会对缩放后的数字基带信号进行平方运算，因此，为了对比特移位器107及信道估计器所作的缩放操作进行逆缩放，需要进行系数为2-2n的逆缩放。
逆缩放可以以下面两种形式来进行，即Shift-Take(ST)方法和Take-Shift(TS).方法。
Shift-Take(ST)方法
该方法如图1所示。主要思想是MLSE121的输出，用Δ表示，首先回移位2n比特，这实际上缩放的幅度值为Δ’＝Δ/22n，Δ’是Δ的另一个样板。移位后，从Δ’中的第NΔ个位置取出k个软比特，这等效于从Δ中的第N＝Nopt-2n位置取出k个比特，这里k是预先定下来的，它是由Viterbi译码器所需的软比特数所决定的，k个软比特信息输入到解交织器127里，解交织器127充当发射的数据重构，因为在许多无线通信系统里，将要发送的数据首先需要在发射机端通过交织器经过交织，因此解交织器可以看作是接收数据的重构。在GSM规范里解交织器127是一个由相应规范所定义的标准的电路/器件。从解交织器127输出的数据流输入到维特比(Viterbi)译码器129，它是通用的维特比(Viterbi)译码器。
Take-Shift(TS)方法本方法如图2所示。注意，除了再缩放/维特比(Viterbi)译码器结构不一致以外，图2与图1本质上是一样的。在本例子里，k个比特是从MLSE121的输出Δ的第Nopt位开始的。解交织后，k个软比特位移位2n比特，并且将得到的结果传送到维特比(Viterbi)译码器129里。
结论利用仿真技术，我们比较一下ST和TS两种再缩放方法。在给定的信噪比SNR时，缩放比特数n基本上是恒定的(比如在SNR＝3dB时，n＝1；在SNR＝9dB时n＝2)。例如我们合并3dB和9dB的突发脉冲为″939393″的模式，图3～6给出了不同突发脉冲模式下的比特错误比(BER)性能，应该注意到，仿真是在我们感兴趣的信道部分条件下运行的，称为局部仿真。这里我们固定软比特数为3。仿真结果显示，再缩放方法ST与TS有着基本一致的性能。
在时间选择性信道下我们做了类似的仿真，称为全局仿真，仿真结果如图7～15所示，其中我们考虑三种信道测试模型，即HT100、TU50和RA130，所有的仿真都是在GSM1800系统里做的，考虑1/2卷积编码，并且考虑八个突发脉冲的交织器(这等效于FACCH逻辑信道结构)。
(1)HT100首先比较一下15个软比特的ST与TS方案的BER性能，图7所示的ST和TS方法的性能就BER方面来看都接近一个浮点系统的性能，图8结果再次表明定点/浮点系统的性能差异是微不足道的。具有不同Nst值的7个软比特ST方法的BER性能如图9所示，我们可以看出，当后续维特比(Viterbi)译码器所要用的软比特数足够大时，系统对Nst不灵敏。
软比特数为3比特情形下，对不同Nst值BER的ST和TS方法的BER性能曲线如图10和图11所示，可以看出ST的Nst等于9或10；TS的Nst等于12时性能较好。ST和TS对Nst的变化曲线如图12所示，我们观测出使用3个软比特的方案仍能获得足够好的性能，并且通过跟浮点系统相比，性能差异小于0.5个dB。
(2)TU50对这种环境，取7个软判决比特，把ST和TS方法的性能相比较。这里我们设定Nst＝14，图13给出了仿真结果。另外，图14给出了取3个软判决比特，Nst＝10，12，14时ST方法的性能曲线。我们发现3个软判决比特ST方法的性能损失也不超过0.5dB。
(3)RA130最后，图15给出了在RA130环境下，7和3个软判决比特时ST的BER性能曲线。对于HT100和TU50情形下，有相同的结果。也就是3个比特MLSE带来的性能下降不超过0.5dB根据上述研究的结果，有下面结论再缩放ST和TS方法得到几乎相同的BER性能；然而从实现的角度来看，ST比TS方法需要更少的寄存器尺寸。
3位软判决比特的ST和TS方法(加一位硬判决比特)能够达到可接受的BER性能。维特比译码器在3位软判决比特时的性能比起用浮点模型时的性能下降不多于0.5dB。
从MLSE均衡器输出的软判决比特的位置Nopt取决于噪声电平，可以用白高斯噪声的功率谱密度(N0)来描述。可以发现，SNR变化从3到10dB时Nopt的值大致都一样，而SNR超过12dB时，Nopt仅需向低位调整1到2个比特。
对参数Nopt的选择还取决于维特比译码器所用的软判决变量的比特数。通常来说，使用越多的软比特数，Nopt越大(也就是Nopt向高位移动)，系统性能对Nopt选择的敏感度越低。
虽然上面我们为本发明给出了一个具体的实例，在保持主要的思想、并在一定的范围内的条件下，这些技术通常可以作一些改动。前面所述中，我们描述的具体的实例是为了展示、说明本发明。而各种不偏离其思想、在一定范围内的改动是可以的。所以，本发明并不仅限于下述的权利要求中。
权利要求
1.一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法，包含把接收信号解调，以得到一个模拟基带信号；把模拟基带信号转换成数字基带信号；估计出所述的基带信号的强度，用一个缩放因子来放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子是根据所述的信号强度来确定；对数字基带信号进行均衡，得到一个均衡后数字信号，并对均衡后的数字信号再用一个再缩放因子来重新放大或缩小，这个再缩放因子根据所述的缩放因子来定。
2.如权利要求1所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的再缩放因子是缩放因子的两倍。
3.如权利要求1所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的均衡由一个匹配滤波器、信道估计器和一个最大似然序列估计器来完成。
4.如权利要求1所述的处理接收信号的方法，其特征在于还包括对所述的重新放大或缩小的均衡后的数字信号进行解交织，用维特比译码器对解交织后的信号进行译码。
5.如权利要求1所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的放大或缩小是根据所述的缩放因子对所述的数字基带信号进行移位来完成的。
6.如权利要求5所述的处理接收信号的方法，其特征在于如果信号强度高于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行右移位，移位个数由缩放因子决定；如果信号强度低于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行左移位，移位个数由缩放因子决定。
7.一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法，包含把接收信号解调，以得到一个模拟基带信号；把模拟基带信号转换成数字基带信号；估计出所述的基带信号的强度；用一个缩放因子来放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子根据所述的信号强度来确定；对数字基带信号进行均衡，得到一个均衡后数字信号，并对均衡后的数字信号再用一个再缩放因子来重新放大或缩小，这个再缩放因子根据所述的缩放因子来定。
8.如权利要求7所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的再缩放因子是缩放因子的两倍。
9.如权利要求7所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的均衡由一个匹配滤波器、信道估计器和一个最大似然序列估计器来完成。
10.如权利要求7所述的处理接收信号的方法，其特征在于还包括用一个维特比译码器，对所述的解交织后的信号进行译码。
11.如权利要求7所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的放大或缩小是根据所述的缩放因子对所述的数字基带信号进行移位来完成的。
12.如权利要求11所述的处理接收信号的方法，其特征在于如果信号强度高于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行右移位，移位个数由缩放因子决定；如果信号强度低于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行左移位，移位个数由缩放因子决定。
13.一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的方法，包含把接收信号解调成一个基带信号；估计基带信号的强度；用一个缩放因子来放大或缩小所述的基带信号，这个缩放因子根据所述的信号强度来确定；把此基带信号转换成数字基带信号；把所述的数字基带信号进行均衡处理得到一个均衡后数字信号，并用一个重定因子对均衡后数字信号进行重新放大或缩小，这个重定因子由所述的缩放因子来决定。
14.如权利要求13所述的处理接收信号的方法，其特征在于还包括对所述的重新放大或缩小后的均衡数字信号进行解交织；用维特比译码器对所述解交织后的信号进行译码。
15.如权利要求13所述的处理接收信号的方法，其特征在于所述的放大或缩小处理是根据所述的缩放因子对所述的数字基带信号进行移位。
16.如权利要求15所述的处理接收信号的方法，其特征在于如果信号强度高于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行右移位，移位个数由缩放因子决定；如果信号强度低于一个参考值，对所述的的数字基带信号进行左移位，移位个数由缩放因子决定。
17.如权利要求13所述的处理接收信号的方法，其特征在于还包括在所述的重新放大或缩小之前，对均衡后的数字信号进行解交织。
18.一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的装置，包含一个模拟到数字转换器，它将一个模拟基带信号转换成一个数字基带信号；一个信号强度估计器，用来估计所述的数字基带信号的强度，以得到一个信号强度；一个缩放器，它根据一个缩放因子放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子取决于所述的信号强度；一个均衡器，用来对所述的数字基带信号进行均衡，以得到一个均衡后的数字信号；一个再缩放器，它根据一个再缩放因子来放大或缩小所述均衡后的数字信号。
19.如权利要求18所述的装置，其特征在于所述均衡器包括一个匹配滤波器、一个信道估计器和一个最大似然序列估计器。
20.如权利要求19所述的装置，其特征在于还包括一个解交织器，它对所述的被重新缩放、且均衡后的数字信号进行解交织处理；一个维特比译码器，用来对所述的被解交织、重新缩放、且均衡后的数字信号译码。
21.如权利要求18所述的装置，其特征在于所述的缩放器包括一个移位器，它根据所述的缩放因子对所述的数字基带信号进行移位处理。
22.一种在移动通信系统的移动台中处理接收信号的装置，包含一个模拟到数字转换器，它把一个模拟基带信号转换成一个数字基带信号；一个信号强度估计器，用来估计所述的数字基带信号的强度，得到一个信号强度；一个缩放器，它根据一个缩放因子，放大或缩小所述的数字基带信号，这个缩放因子取决于所述的信号强度；一个均衡器，用来把所述的数字基带信号进行均衡，得到一个均衡后的数字信号；一个解交织器，用来对均衡后的数字信号进行解交织；一个再缩放器，它能够根据所述的再缩放因子，对所述经解交织、并均衡后的数字信号进行放大或缩小，这个再缩放因子根据所述的缩放因子而得到。
23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述均衡器包括一个匹配滤波器、一个信道估计器和一个最大似然序列估计器。
24.如权利要求22所述的装置，其特征在于还包括一个维特比译码器，用来对所述经过解交织、重新放大或缩小、均衡后的数字信号进行译码。
25.如权利要求18所述的装置，其特征在于所述缩放器包括一个移位器，它根据所述的缩放因子，对所述数字基带信号进行移位操作。
全文摘要
本发明是一种在无线通信系统中移动台处理接收信号的方法。它包括把接收信号解调来获得一个模拟的基带信号，然后把模拟的基带信号变换成数字基带信号；再估计此数字基带信号的强度，根据这个估计值，把数字基带信号依一个缩放因子放大或缩小；最后，此数字基带信号经均衡后，再用一个重定因子进行重新放大或缩小。
文档编号H04L25/03GK1531355SQ20031010284
公开日2004年9月22日 申请日期2003年10月10日 优先权日2002年10月11日
发明者林敬东, 胡昇泉, 冀晋, 田鹰, 陈大同 申请人:展讯通信(上海)有限公司