一种多普勒极限频率的估算方法

专利名称：一种多普勒极限频率的估算方法
技术领域：
本发明通常涉及数字无线电通信和移动通信，尤其涉及多普勒极限频率的估算。
背景技术：
无线数字通信系统中，多普勒极限频率在诸如自适应编码、功率控制、调制、天线分集等方面皆有应用。移动速度v(v=fdfcc)]]>与多普勒极限频率fd成正比，其中fc是无线电波的载频，c是光速，移动速度v的估算等效于多普勒极限频率fd的估算。移动速度是无线电通信资源管理(RRM)的一个重要参数。它是切换算法中使信号强度平均而得到最佳窗口长度的参数之一。在分层蜂窝结构(HCS)中，根据移动速度的不同，低速移动站应该被分配给微小区而高速移动站应该被分配给宏小区以便减少切换次数和干扰。
移动通信系统中的无线电信道会引起发射信号的附加调制。无线电信道中每个单径具有时变的复信道系数h(t)特性。非视距路径的信道系数h(t)的频谱S(f)通常由所谓的Jakes频谱建模，给定如下 其中f是频率，C是一个常数，fd是多普勒极限频率，也称为多普勒扩展。对应于表达式(1)，h(t)的自相关函数rh(τ)表示为rh(τ)＝CJ0(ωdτ) (2)其中，ωd＝2πfd，Jn是第一类的第n阶贝塞尔函数，被定义为
时变信道的信道系数需要进行自适应估算。通过一带宽与多普勒极限频率相同的低通滤波器滤波的导频码元可以改善该估算结果，且所需的发射功率较低。相同的导频码元滤波降低了多径搜索器中的噪声本底，其意味着提高了搜索器的动态性和/或增大了多径分量的检测概率和/或降低其虚警概率。
在目前几个用于多普勒极限频率估算方法中。有两种方法能代表最接近的现有技术。
一种方法在作者为C. 和G.B.Giannakis，“A SpectralMoment Approach to Velocity Estimation in Mobile Communications”，(Proc.Of Wireless Communications and Networking Conf.，Chicago，IL，Sept.23-282000)，以及“On Velocity Estimation and Correlation Properties ofNarrow-Band Mobile Communication Channels″(IEEE Trans.Veh.Technol.vol50，1039-1051，July 2001)(在下文中被命名为文献[1])中被描述，而在这儿称为曲线拟合法。在这个文献中给出了一种基于协方差的方法，其具有快速收敛性并且对于不均匀的散射体分布来说具有鲁棒性。多普勒极限频率通过信道协方差函数的曲线拟合的参数来计算。值得注意的是，因为h(t)是零均值，所以自协方差和自相关是等同的。该方法具体如下1.从接收到的采样周期为Ts的信号中进行N个复值的信道估算 2.计算复信道估算的实部或虚部的自相关函数的L个值。例如，如果使用的是信道估算的实部，则rh(lTs)=1N-LΣn=0N-1-LRe{h(n+l)}Re{h(n)},l=1,2,...L.]]>3.得到曲线拟合参数a^k=argminakΣl=1L|rh(lTs)-Σk=02aklk|2.]]>4.获得rh(0)＝0；rh′′(0)=2a^2/Ts2,]]>其中，rh(0)是自相关函数在自变量为零处的实部值，并且rh″(0)是rh(lTs)在自变量为零处时的二阶导数。
5.估算多普勒极限频率为fd=12π-2rh(0)rh′′(0).]]>最后一步中的fd的表达式能够从表达式(2)和(3)中导出。
因为l＝0的自相关值的期望值包括加性噪声，因此忽略l＝0的自相关值。文献[1]中的方法被设计用于窄带移动通信信道，条件是LTs＜＜1/fd。(4)表1中示出了测试情况。在窄带移动通信系统中，Ts＝41.6μs，载频fc为900MHz，并且移动站速度v＝100km/h，给出fd≈83Hz并且1/(fdTs)≈290。在第三代通信系统中，速度可以高达500km/h并且fc大约是2GHz，给出最大fd≈900Hz。在WCDMA中对Ts的自然选择是时隙周期667μs。1/(fdTs)的结果大约是1.6。因此，表达式(4)显然不被满足。
表1

此外，仿真结果表明文献[1]中的方法只对于小范围的fd来说有优异的性能。这样，文献[1]中的方法不适合第三代通信系统。因此，需要一个能够在很宽的频率范围内估算多普勒频率的方法。
另一个方法在美国专利US 0172307(在下文中称为文献[2])中公开，并且在此处称为第一零检测。第一零检测是基于得出的自相关函数第一零值τ0。因为rh(τ)与J0(2πfdτ)成正比，所以rh(τ)的第一零值τ0由τ0≈2.402πfd]]>给出，其意味着fd≈0.382τ0]]>在第一对具有相邻正和非正的实部的自相关函数的采样之间进行线性内插。第一零检测能够给出直至大约400Hz的fd的精确估算以及整个所关心的范围中的合理结果。当fd降低时，τ0增加并且需要计算更多自相关函数值，这使估算更复杂。此外，第一零检测比曲线拟合方法对噪声更敏感，因为它只依赖于rh(τ)的两个值，反之曲线拟合法还考虑L个值。当直至LTs的τ的自相关值被计算时，如果fd＜0.382/LTs，则第一零检测不适用。
总结来讲，曲线拟合法适于低多普勒扩展。因为随着τ0增加，第一零检测方法变得越来越复杂。曲线拟合法和第一零检测方法都不能够用于估算所有各种情况中的多普勒扩展。

发明内容
本发明的目的是提供一种适于所有各种情况的多普勒极限频率估算方法。
用于实现本发明目的的技术方案是一种用于估算多普勒极限频率的混合方法，该方法至少包括从接收信号中计算复信道估算的自相关函数；检测自相关函数值是否在预定义延迟阈值内为负数或者0；如果是，则用适于高多普勒扩展的方法估算多普勒极限频率，否则用适于低多普勒扩展方法估算多普勒极限频率。
所述自相关函数是复自相关函数，为Σj=0P-1Σn=0N-1-Lhj(n+l)hj*(n),]]>其中，j标记为径并且l＝0，1，...，L； 是P条径的每径的复信道的N个采样估算并且*是共扼操作。
计算复合自相关函数的所述步骤还包括以采样周期Ts分别对于P条径的每径的复信道进行N个估算 其中，j标记为径并且j＝0，1，...，P-1；使用复信道估算 的实部和虚部来计算复合自相关函数的实部Rh(lTs)为Rh(lTs)=αΣj=0P-1Σn=0N-1-LRe{hj(n+l)}Re{hj(n)}+Im{hj(n+l)}Im{hj(n)},]]>其中l从0到L，L+1是要被计算的自相关函数值的数目；α是一个常数。
适于高多普勒扩展的所述方法是第一零检测方法，包括在具有正号和非正号的复自相关函数Rh(lTs)的实部的第一组相邻采样中的采样之间进行内插，来估算复自相关函数的第一零值处的延迟τ0；估算多普勒极限频率fd为fd=0.382τ0.]]>所述内插是线性内插。
适于低多普勒扩展的所述方法是曲线拟合方法，包括找到曲线拟合参数k为a^k=argminakΣl=1L|Rh(lTs)-ΣkKaklk|2,]]>其中K是偶数并且等于或大于0，第二总和中的k是所有偶数值，并且Rh(lTs)是复自相关函数的实部；在自变量为零处获得复自相关函数值的实部Rh(0)为Rh(0)＝0，并且Rh(lTs)的二阶导数在自变量为零处的值Rh″(0)为Rh′′(0)=2a^2/Ts2;]]>估算多普勒极限频率fd为fd=12π-2Rh′′(0)Rh(0).]]>所述预定义延迟阈值T小于等于L。
此外，任何多普勒扩展应该被被认为是低或高。优选地，把大于0.382/(TTs)的多普勒极限频率fd视为高多普勒扩展，并且把小于0.382/(TTs)的多普勒极限频率fd视为低多普勒扩展。
本发明不但解决了估算高多普勒扩展而且解决了估算低多普勒扩展的多普勒极限频率的问题。通过本发明中提供的方法，能够比先有技术更精确地估算在大范围多普勒扩展上的多普勒极限频率，与现有技术相比，本发明避免了仅利用第一零检测方法估算多普勒极限频率的复杂性。此外，通过分别计算P条径的每径的复信道估算的复自相关函数的实部，并且通过修改曲线拟合方法，多普勒极限频率估算的准确度大大提高。


图1示出了随着多普勒扩展的增加在二阶多项式拟合和4阶多项式拟合之间的差别。
具体实施例方式
以下参照附图更充分地描述本发明的优选实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式被具体表达并且不应该被理解为被限制于在此阐明的那些实施例，相反，提供这些实施例以使这些披露内容将全面且完整，并且将向本领域技术人员充分地传达本发明的范围。
本发明根据自相关函数的实部值在预定义延迟阈值内是否变成负数或0的情况来估算多普勒极限频率。所提出的方法是一种使用两个算法的混合方法一个适于低多普勒扩展的方法，例如在前面部分中描述的曲线拟合方法的修改版本；和一个适于高多普勒扩展的方法，例如第一零检测方法。此外，自相关函数用复自相关函数替换，即，不同解析多径的信道估算的自相关函数总和。如果只解析一条多径，则复自相关函数还原为自相关函数。
曲线拟合法被修改，以对计算的曲线拟合参数进行比二阶更高阶的多项式拟合，从而能够大大提高估算的精确度。例如，使用4阶多项式，曲线拟合法适用的fd的范围超过两倍。然而这本身不足以覆盖感兴趣的范围。
混合方法的详细步骤说明如下1.用采样周期Ts从接收信号中进行每径的N个复信道估算， j＝0，1，...，P-1，其中j标记径，并且考虑P个径。
2.用步骤(1)的复信道估算的实部和虚部计算复自相关函数的实部Rh(lTs)=αΣj=0P-1Σn=0N-1-LRe{hj(n+l)}Re{hj(l)}+Im{hj(n+l)}Im{hj(n)},]]>l＝0，1，...L，其中，α可以是任何常数，例如α＝1，考虑P个径。在这里，与文献[1]中的方法相比，因为Rh(lTs)可用于高多普勒扩展，所以l也采用值0。例如，在第一零检测方法中，如果Rh(lTs)是负数(l＝1)，那么例如l＝0和l＝1之间的线性内插可以进行以便得到最大多普勒扩展的估算。值得注意的是在l＝0处的Rh(lTs)的值不用于低多普勒扩展，因为该值包括噪声并且具有比其它l更差的质量。
3.让T作为门限值且使T≤L。如果Rh(lTs)≤0，对于任何l，0＜l≤T，那么对于高多普勒扩展使用一种估算，例如，第一零检测方法，否则对于低多普勒扩展使用一种估算，例如，曲线拟合法。这里，应该选择合适的T以使第一零检测方法和曲线拟合法中最精确的方法被使用。
在步骤(3)中，第一零检测方法描述如下a.对于l的最小值，0＜l≤T且Rh(lTs)≤0，通过内插估算Rh的第一零值的τ0，例如使用Rh((l-1)Ts)和Rh(lTs)的线性内插，即，分别在具有正和非正实部的复自相关函数的第一两个相邻采样值之间进行线性内插。当然，内插可以是其他方式的内插，比如二次内插、三次内插等等，因此需要具有正号和非正号的复合自相关函数的实部的第一组相邻采样。
b.把多普勒极限频率估算为fd=0.382τ0.]]>在步骤(3)中，曲线拟合法描述如下a.找到曲线拟合参数a^k=argminakΣl=1L|Rh(lTs)-ΣkKaklk|2,]]>其中，第二总和∑kKaklk中k是从0到K的所有偶数。K不象文献[1]中那样限制为2。
b.获得Rh(0)＝0；Rh′′(0)=2a^2/Ts2,]]>其中Rh(0)是在自变量为零处的复自相关函数值的实部，并且Rh″(0)是Rh(lTs)的二阶导数在自变量为零处的值。
c.把多普勒极限频率fd估算为fd=12π-2Rh′′(0)Rh(0).]]>当然，移动站的速度可以被估算为v=fdfcc.]]>与现有技术的曲线拟合法相比，参数k被修改以改善估算的精确度。原因说明如下当K＝2时，只要自相关函数的一部分待拟合的多项式具有抛物线的形状，则估算是优良的，这实际上是最低最大多普勒扩展的情况。然而，随着多普勒扩展提高，曲线拟合法的估算误差将变得更大。高阶多项式拟合将增加多普勒扩展的范围，在该范围内估算器具有某些精确度。参见图1，图1说明了随着多普勒扩展提高(从左至右)所发生的。点线是理论自相关函数Rh(t)，虚线是二阶多项式拟合(K＝2)，而实线是4阶多项式拟合(K＝4)。在左图中，两种拟合之间没有区别，但是随着多普勒扩展增加，就已经有了较大的区别。
本发明可以应用到接收包含导频码元序列的无线信号的任何接收机中。它可以应用在移动通信系统中而不管其多址方案。
虽然相对于特定的示例实施例已经描述了本发明，但是本领域技术人员应该承认本发明不限制为在此所描述并示出的那些特定实施例。
权利要求
1.一种估算多普勒极限频率的方法，其特征在于，包括从接收信号中计算复信道估算的自相关函数；在预定义的延迟阈值T内检测自相关函数的实部值是否为负数或0；如果是，则用适于高多普勒扩展的方法估算多普勒极限频率，否则用适于低多普勒扩展方法估算多普勒极限频率。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述自相关函数是复合自相关函数，为Σj=0P-1Σn=0N-1-Lhj(n+l)hj*(n),]]>其中，j标记为径并且l＝0，1，...，L；{hj(n)}n＝0N-1是P条径的每径的复信道的N个估算值，*表示共扼操作。
3.根据权利要求2的方法，其特征在于，所述计算复合自相关函数的步骤还包括以采样周期Ts分别对于P条径的每径的复信道进行N次估算{hj(n)}n＝0N-1；使用复信道估算{hj(n)}n＝0N-1的实部和虚部来计算复自相关函数的实部Rh(lTs)为Rh(lTs)=αΣj=0P-1Σn=0N-1-LRe{hj(n+l)}Re{hj(n)}+Im{hj(n+l)}Im{hj(n)},]]>其中l从0到L的整数，L+1为要被计算的自相关函数值的数目；α是常数。
4.根据权利要求2或3的方法，其特征在于，所述适于高多普勒扩展的方法是第一零检测方法，包括在具有正和非正实部的复合自相关函数Rh(lTs)的的第一对相邻采样中的采样之间进行内插，以估算复合自相关函数的第一零值处的延迟τ0；估算多普勒极限频率Td为fd=0.382τ0.]]>
5.根据权利要求4的方法，其特征在于，所述内插是线性内插。
6.根据权利要求2或3的方法，其特征在于，适于低多普勒扩展的方法是曲线拟合法，包括得到曲线拟合参数k为a^k=argminakΣl=1L|Rh(lTs)-ΣkKaklk|2,]]>其中第二总和∑kKaklk中的k是从0到K的所有偶数，K为偶数，Rh(lTs)是复自相关函数的实部；在自变量为零处获得复自相关函数的实部值Rh(0)为Rh(0)＝0，并且Rh(lTs)的二阶导数在自变量为零处的值Rh″(0)为Rh′′(0)=2a^2/Ts2;]]>估算多普勒极限频率fd为fd=12π-2Rh′′(0)Rh(0).]]>
7.根据权利要求3的方法，其特征在于，预定义延迟门限值T小于等于L。
8.根据权利要求3的方法，其特征在于，还包括把有关大于0.382/(TTs)的多普勒极限频率fd的估算方法视为高多普勒扩展，并且把有关小于0.382/(TTs)的多普勒极限频率fd的估算方法视为低多普勒扩展。
全文摘要
本发明是一种估算多普勒极限频率的方法，包括从接收信号中计算复信道估算的自相关函数；检测自相关函数的实部值是否在预定义延迟阈值T内为负数或0；如果是，则用适于高多普勒扩展的方法估算多普勒极限频率，否则用适于低多普勒扩展方法估算多普勒极限频率。本发明不但解决了高多普勒扩展的多普勒极限频率的估算问题，而且解决了低多普勒扩展的多普勒极限频率的估算问题。可以在比现有技术更宽的多普勒扩展范围上更精确地估算多普勒极限频率。
文档编号H04B7/00GK1788427SQ03826585
公开日2006年6月14日 申请日期2003年6月5日 优先权日2003年6月5日
发明者奥斯卡马奥瑞茨 申请人:华为技术有限公司