专利名称：用于对频谱扩展信号检测扩展码同步的方法和装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及用于对频谱扩展信号如GPS(全球定位系统)卫星信号检测扩展码同步的方法和装置。
背景技术：
在用人造卫星(GPS卫星)测量移动物体位置的GPS系统中，GPS接收器具有以下基本功能从四个或更多个GPS卫星接收信号；从接收信号计算接收器的位置；并向用户通知所处位置。
GPS接收器对从GPS卫星发送的信号进行解调，以获得GPS卫星的轨道数据，并且使用联立方程而从GPS卫星的轨道和时间信息以及从接收信号的延迟时间计算接收器的三维位置。需要从四个GPS卫星接收信号的原因是为了消除在GPS接收器所用时间和卫星所用时间之间的误差的影响。
工业上可行的GPS接收器从GPS卫星接收在L1频带中的称作C/A(清零和截获)码的频谱扩展信号无线电波，以执行位置测量计算。
C/A码是具有1.023MHz传输信号速度(码片速率)和1023码长的PN(伪随机噪声)系列码，如金色码，并且，C/A码是用由50bps扩展数据获得的信号对具有1575.42MHz频率的载波(以下称作载波)进行BPSK(二进制相移键控)调制。在此情况下，由于码长为1023，因此，在C/A码中重复PN系列码，并且1023个码片用作一个周期(因此，一个周期等于1毫秒)，如图20(A)所示。
C/A码中的PN系列码对于每个GPS卫星都是不同的。GPS接收器可事先检测每个GPS卫星所用的PN系列码。另外，GPS接收器从如下所述的导航消息了解接收器此时此地是否可从每个GPS卫星接收信号。因此，例如，对于三维位置测量，GPS接收器接收此时此地可以从四个或更多个GPS卫星获得的无线电波，对此无线电波应用反向频谱扩展，并对位置测量进行计算以获得其位置。
如果图20(B)所示，卫星信号数据的一位以20个PN系列码周期为单位传输，即以20毫秒为单位传输。换句话说，数据传输率为50bps。在一个周期即1023个码片中的PN系列码在相应位为“1”和此位为“0”之间转换。
如图20(C)所示，在GPS中，一个字由30位(600毫秒)形成，并且，如图20(D)所示，一个子帧(6秒)由20个字形成。在子帧的第一个字中总是包括前同步码，前同步码即使在数据更新时也包括固定的位模式，并且数据在前同步码之后传输。
进而，一个帧(30秒)由五个子帧形成。导航消息以一帧数据为单位进行传输。在一帧数据中的前面三个子帧包括对卫星唯一的信息，称作天文历信息。此信息包括用于获得卫星轨道的参数以及卫星的信号发送时间。
所有GPS卫星都有原子钟，并使用公共时间信息。GPS卫星发送信号的时间以原子钟的秒为单位来表示。GPS卫星的PN系列码与原子钟同步产生。
天文历信息中的轨道信息以几小时为单位进行更新。在执行更新之前使用相同的信息。天文历信息中的轨道信息可储存在GPS接收器的存储器中，以便在几个小时中都精确地使用相同的信息。GPS卫星发送信号的时间以几秒钟为单位进行更新。
包括在一帧数据的余下两个子帧中的导航消息是从所有卫星共同发送的信息，称作年历信息。年历信息以25帧传输，并且包括每个GPS卫星的大致位置信息以及指示哪个GPS卫星可用的信息。年历信息以几个月为单位进行更新。在执行更新之前使用相同的信息。年历信息可以储存在GPS接收器的存储器中，以便在几个月中都精确地使用相同的信息。
为了从希望的GPS卫星接收信号以获得上述数据，首先消除载波；通过使用与GPS卫星所用C/A码相同的PN系列扩展码，而使发自GPS卫星的信号与C/A码相位同步；在GPS接收器中准备截获信号；并且执行反向频谱扩展。当获得与C/A码的相位同步并执行反向扩展时，检测每个位，并且可从发自GPS卫星的信号获得包括时间信息的导航消息。
通过C/A码相位同步搜索而截获发自GPS卫星的信号。在相位同步搜索中，检测在GPS接收器的扩展码和从GPS卫星接收的信号的扩展码之间的相关性，并且例如，当由相关性检测获得的相关值大于事先规定的值时，就判断两个代码同步。当判断它们不同步时，GPS接收器扩展码的相位就用某种同步方法控制，以使GPS接收器的扩展码与接收信号的扩展码同步。
如上所述，由于用由具有扩展码的扩展数据所获得的信号对载波进行BPSK调制而获得GPS卫星信号，因此，当GPS接收器接收GPS卫星信号时，除了扩展码以外，载波和数据必须同步。扩展码的同步和载波的同步不能独立地执行。
GPS接收器通常把接收信号的载波频率从载频转换为几兆赫兹的中频，并且用具有中频的信号执行上述同步检测过程。中频信号中的载波主要包括由多普勒频移所造成的频率误差以及在GPS接收器中产生的本机振荡器频率误差，其中，多普勒频移与GPS卫星的运动速度相对应。
从而，由于这些频率误差因素的影响，中频信号中的载频是不知道的，并且必须搜索载频。在一个扩展码周期中的同步点(同步相位)取决于GPS接收器和GPS卫星之间的位置关系。如上所述，由于此位置关系也是未知的，因此需要某种同步方法。
常规GPS接收器使用用于载波的频率搜索和扩展码同步检测方法，此方法使用滑动相关器、DLL(延迟锁定环路)以及边环。以下给出其详细解释。
通常，为GPS接收器设置的基准频率振荡器按比例缩小，产生用于驱动GPS接收器内PN码发生器的时钟信号。使用高精度晶体振荡器作为基准频率振荡器，并且，从基准频率振荡器的输出中产生本机振荡信号，此信号用于把从GPS卫星接收的信号转换为中频信号。
图21为用于描述频率搜索的视图。具体而言，当在GPS接收器中用于驱动扩展码产生器的时钟信号的频率为频率f1时，对扩展码执行相位同步搜索，换句话说，扩展码的相位顺序偏移一个码片，在每个码片相位中检测GPS接收信号和扩展码之间的相关性，并且检测相关性峰值以检测同步所要求的相位。
当时钟信号具有频率f1时，如果在1023个码片相位中通过搜索没有同步所要求的相位，就例如改变基准频率振荡器的尺度比，从而把驱动时钟信号的频率改变为频率f2，并且对1023个码片以相同的方式执行相位搜索。如图21所示，逐步改变驱动时钟信号的频率并重复相位搜索。上述操作称为频率搜索。
当通过频率搜索而检测到同步所要求的驱动时钟信号频率时，就在时钟频率下执行最终的扩展码相位同步检测。从而，即使晶体频率振荡器的振荡频率偏移，也可截获卫星信号。
然而，当上述常规方法用作扩展码同步检测方法时，它原则上不适合高速同步，为了弥补这点，接收器必须具有多个频道而且并行地搜索同步点。当扩展码的同步和载波的同步需要上述时间时，GPS接收器具有较慢的响应并导致使用不便。
由于硬件性能的提高，其中的典型是不使用上述滑动相关方法的DSP(数字信号处理器)，因此，使用数字匹配滤波器来实施在高速下执行扩展码相位同步检测的方法。
已经知道，数字匹配滤波器使用横向滤波器或快速傅里叶变换(以下称作FFT)。通常，数字匹配滤波器以扩展码周期为单位执行处理。
当只用一个扩展码周期的相关计算的结果来执行扩展码同步检测时，检测灵敏度较低。因此，为了增加检测灵敏度，一般使用这样一种方法累加一个扩展码周期的相关计算结果的平方和。根据此方法，由于在相关点的相关值比在非相关点的相关值更大，这不考虑相关值的正负极性，因此增加检测灵敏度。
然而，由于在累加平方和的方法中也不加抵消地累加噪声成分，因此，平方运算所造成的损失较大，而且，在低C/N(载波-噪声比)接收条件下，检测灵敏度的提高程度较低。
还有另一种方法不是累加一个扩展码周期的相关计算结果的平方和，而是累加结果的线性和。在线性和中，抵消并降低随机分布的噪声。
在GPS信号中，频谱扩展信号包括50bps导航数据，位转移周期设定为扩展码周期(一毫秒)的20倍(20毫秒)，如图20所示。从而，当在20或更多的毫秒数内累加一个扩展码周期的相关计算结果的线性和时，由于当位转移发生时相关值具有相反的极性并且抵消，因此，累加的值变小。线性和不能简单地累加。
本发明已考虑到以上方面。本发明的目的是允许在对具有位转移周期的频谱扩展信号，如上述GPS信号，进行扩展码同步检测时，大大提高检测灵敏度，其中，位转移周期是一个扩展码周期的倍数。
发明内容
为了解决以上问题，根据本发明(1)的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法是一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本方法的特征在于包括单位周期相关计算线性相加步骤，用于执行获得线性相加相关计算结果的处理，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且比位转移周期更短；绝对值计算步骤，用于计算在单位周期相关计算线性相加步骤中在每个单位周期内所获得的线性相加相关计算结果的绝对值；
绝对值相加步骤，在多个单位周期内对在绝对值计算步骤中在每个单位周期中所获得的线性相加相关计算结果的绝对值进行相加；以及相关点检测步骤，根据在绝对值相加步骤中相加绝对值而得到的值来检测相关点。
在具有上述结构的本发明(1)中，在比数据的位转移周期更短的单位周期内获得的不是平方和而是线性和。在多个单位周期内，对在单位周期中的线性和的绝对值之和进行累加，并且从绝对值的累加和中检测相关点。
在此情况下，由于在数据中发生位转移的位置是未知的，因此，在计算单位周期中的线性和的过程中，正、负相关值互相抵消，而且，尤其是当在单位周期的中心发生位转移时，由于正、负相关值抵消，因此，所计算的相关值的线性和变为零。
然而，在本发明(1)中，由于单位周期设置得比位转移周期更短，因此，当位转移在单位周期的中心发生时，就在此单位周期之前或之后的单位周期的中心不会发生位转移。
对于本发明(2)，例如，当单位周期是位转移周期的一半时，如果在单位周期的中心发生位转移，那么，就在此单位周期之前或之后的一个周期不包括位转移。从而，在此之前或之后的单位周期内，获得相关计算结果的线性和，此线性和不受由位转移所造成的抵消而带来的任何影响。当用其绝对值之和来检测相关点时，可期望检测灵敏度提高。
根据本发明(3)的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法是一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本方法的特征在于包括单位周期相关计算线性相加步骤，用于获得第一线性相加相关计算结果，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且等于或短于位转移周期，以及，用于把单位周期划分为两个周期，即第一半周期和第二半周期，并用于在每个单位周期中获得第二线性相加相关计算结果，此结果等于第一线性和与第二线性和的总和，其中，第一线性和等于在第一半周期和第二半周期中的一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和，在频谱扩展信号和扩展码中的一个进行符号反向变换的状态下，第二线性和等于在第一半周期和第二半周期中的另一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和；绝对值相加步骤，在多个单位周期内，对第一线性相加相关计算结果的绝对值之和与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和进行相加；以及相关点检测步骤，根据在绝对值相加步骤中相加绝对值而得到的值来检测相关点。
在具有上述结构的本发明(3)中，第一线性相加相关计算结果的绝对值与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和总是恒定的，与单位周期和位转移位置之间的相位关系无关。从而，当在绝对值相加步骤中在多个单位周期内累加绝对值之和时，累加值是绝对值之和的数倍，此倍数与多个单位周期的数量相同。
从而，在相关点检测步骤中，变得更容易设定用于检测相关点的阀值，并且也提高检测灵敏度。
本发明(4)的特征在于用于本发明(3)所述频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其中，单位周期设定得等于位转移周期，以及通过第一线性相加相关计算结果与第二线性相加相关计算结果的比值来估算在单位周期和位转移位置之间的相移，并且，通过估算的相移来补偿单位周期和位转移位置之间的相移。
在本发明(4)中，单位周期设定得等于位转移周期，并且通过第一线性相加相关计算结果与第二线性相加相关计算结果的比值来估算在单位周期和位转移位置之间的相移。通过估算的相移来补偿在频谱扩展信号的单位周期和数据的位转移位置之间的相移。从而，由于位转移不在单位周期过程中发生，因此，在单位周期中相关值的线性相加总是表示最大值，并且，扩展码同步的检测灵敏度得到进一步提高。
图1是用于描述根据本发明第一实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法中主要操作的视图。
图2是根据本发明第一实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图3为示出相关检测输出的典型频谱的视图。
图4为示出在本发明实施例中使用的数字匹配滤波器的典型结构的框图。
图5为示出在本发明实施例中使用的数字匹配滤波器的另一典型结构的框图。
图6是根据本发明第二实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图7是根据本发明第三实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图8是根据本发明第四实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图9是用于描述第四实施例中主要部件的操作的视图。
图10A和图10B是用于描述第四实施例中主要部件的视图。
图11是根据本发明第五实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图12是根据本发明第六实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图13是根据本发明第七实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图14是根据本发明第八实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图15是用于描述第八实施例中主要部件的操作的视图。
图16是根据本发明第九实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图17是用于描述第九实施例中主要部件的视图。
图18是用于描述第九实施例中处理流程的流程图。
图19是根据本发明第十实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。
图20为示出从GPS卫星发送的信号的结构的视图。
图21是用于描述常规载波和常规频谱码同步处理的视图。
图22是用于描述本发明实施例的视图。
具体实施例方式
以下结合附图描述这样的情况对上述GPS接收器中GPS信号的扩展码同步检测应用根据本发明实施例的用于对频谱扩展信号检测扩展码同步的方法。
图2为示出在GPS接收器中扩展码同步检测部分的典型结构的框图，此部分用作根据第一实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置。在图2中，接收信号r(n)是中频信号，在此信号中，从GPS卫星发送并由GPS天线接收的信号(频谱扩展信号)的载波已经低频转换到1.023MHz的中频，其中，GPS卫星和GPS天线未示出。
为简单描述起见，假设在图2实施例中对接收信号r(n)获得载波同步。这实际上需要用如后所述的方法搜索载频，并获得载波同步。
接收信号r(n)通过A/D转换器1转换为数字信号，然后传送到数字匹配滤波器2。一个周期的扩展码从扩展码产生部分3传送到数字匹配滤波器2。此时，扩展码产生部分3输出用于将要接收的GPS卫星信号中的扩展码。结果，从数字匹配滤波器2获得接收信号和扩展码之间的相关结果。
此相关结果表示在一个扩展码周期中在每个码片相位上的相关值。当接收信号r(n)中的扩展码与从扩展码产生部分3传送的扩展码同步时，获得如图3所示的相关波形，在此波形中，在1023个码片中的一个码片相位np上的相关值显示出超过预定阀值的峰值。具有峰值的码片相位是相关点的相位。数字匹配滤波器2的输出与图3所示的相关结果相似，此相关结果在每个扩展码周期都重复。
如上所述，当从一个扩展码周期检测相关点时，检测灵敏度较低。从而，在本实施例中进行以下测量。
从数字匹配滤波器2输出的在每个扩展码周期都重复的相关结果传送到单位周期线性相加部分4。单位周期线性相加部分4执行线性相加，以便在被选择作为周期的单位周期内，在每个码片相位上的值同步地加到在每个扩展码周期都重复的相关结果上，其中，单位周期是一个扩展码周期的倍数并且比导航数据的位转移周期更短。单位周期线性相加部分4在每个单位周期中都执行此线性相加过程。
在本实施例中，单位周期设定为10毫秒，它是一个扩展码周期的10倍并且是位转移周期(20毫秒)的一半。
如图2所示，单位周期线性相加部分4具有其级数与扩展码中码片数量N相同的寄存器4RG，并且在寄存器4RG中累加在扩展码每个码片相位上获得的相关结果，在单位周期内对所述结果进行线性相加。由于在此情况下单位周期是10毫秒，因此，在单位周期线性相加部分4中，寄存器4RG中与每个码片相位对应的级对在每个码片相位上获得的10个相关结果进行线性相加。
单位周期线性相加部分4向绝对值计算部分5传送单位周期内相关值线性相加的结果(与一个扩展码周期对应)。此结果转换为每个单位周期的绝对值，然后传送到绝对值累加部分6。在是单位周期M(M是等于或大于2的整数)倍的周期内，绝对值累加部分6累加每个单位周期的相关值的线性相加结果的绝对值。接着，绝对值累加部分6向相关点检测部分7传送累加结果。
相关点检测部分7比较累加结果和预定阀值，其中，累加结果的特性如图3所示。当检测到超过阀值的峰值时，假设此峰值意味着接收信号已经与扩展码同步，检测此峰值的相位，作为相关点np。
从基准时钟发生器10向定标器8传送基准时钟，产生其频率与接收信号r(n)的采样频率相同的时钟信号CLK，并且时钟信号CLK传送到A/D转换器1、数字匹配滤波器2和单位周期线性相加部分4。
基准时钟还从基准时钟发生器10传送到定时控制部分9。定时控制部分9产生与单位周期同步的定时信号，并传送到单位周期线性相加部分4、绝对值计算部分5和绝对值累加部分6。
图2所示数字匹配滤波器2可由横向滤波器形成或通过使用FFT而形成。图4示出使用横向滤波器的数字匹配滤波器2的典型结构。
图2所示数字匹配滤波器2的移位寄存器201的级数等于扩展码的码片数N减1。从A/D转换器1传送的数字信号Din借助来自定标器8的时钟信号CLK而顺序地传送到移位寄存器201中，在图4中未示出定标器8。
数字信号Din和构成移位寄存器201的每个寄存器RG的输出乘以系数乘法器2021、2022、2023、…、和202N中的系数，然后传送到求和单元203，进行求和计算。从求和单元203输出的求和计算结果在水平调节部分204衰减1/N，并输出作为相关结果CRout。
系数乘法器2021、2022、2023、…、和202N还从扩展码产生部分3接收扩展码中码片的值(+1或-1)。在此情况下，扩展码中码片的值以相反的顺序传送到系数乘法器，从而，从扩展码产生部分3传送的扩展码第一码片与系数乘法器202N对应，并且，第1023个码片与系数乘法器2021对应。
因而，从求和单元203输出的相关结果CRout示出在与移位寄存器201接收与扩展码产生部分3所发扩展码同步的数字信号时相应的码片相位上的峰值，并且在其它码片相位上相关结果处于较低水平。换而言之，获得具有图3所示特性的信号，作为从求和单元203输出的相关结果CRout。
其次，图5示出使用FFT的数字匹配滤波器2的典型结构。
在图5所示情况下，从A/D转换器1传送的数字信号Din写入缓冲存储器211中。写入缓冲存储器211中的信号以扩展码的周期(1023个码片)为单位而读取并用FFT处理部分212进行FFT处理。FFT处理的结果写入存储器213中。从存储器213读取的FFT处理结果传送到乘法器214。
扩展码产生部分3产生与在从卫星发送的接收信号中所用扩展码具有相同序列的扩展码，其中，从此卫星接收这些信号。从扩展码产生部分3传送的一个周期(1023个码片)的扩展码传送到FFT处理部分215并进行FFT处理，随后，计算它的复共扼，随后，处理结果传送到存储器216，作为扩展码的FFT处理的结果。
以与通常情况相同的方式，从存储器216以低频顺序读取FFT处理的结果，并传送到乘法器214。
乘法器214把从存储器213传送的接收信号的FFT处理结果乘以从存储器216传送的扩展码的FFT处理结果，计算在频域中接收信号和扩展码之间的相关程度。相乘结果传送到反向FFT处理部分217，并且，频域中的信号转换为时域中的信号。
从反向FFT处理部分217获得的反向FFT处理结果是在时域中接收信号和扩展码的相关检测信号。此相关检测信号传送到单位周期线性相加部分4。
以与上述情况，即数字匹配滤波器使用横向滤波器的情况，相同的方式，此相关检测信号表示在一个扩展码周期内在每个码片相位上的相关值。当接收信号中的扩展码与从扩展码产生部分3传送的扩展码同步时，获得如图3所示的相关波形，在此波形中，在1023个码片中的一个码片相位上的相关值显示出超过预定阀值的峰值。具有峰值的码片相位是相关点的相位。
在图5所示情况下，由数字匹配滤波器执行的处理的原理基于以下定理在时域中的卷积傅里叶变换是在频域中的乘法，如图22的表达(1)所示。
在表达式(1)中，r(n)表示时域中的接收信号，R(k)表示它的离散傅里叶变换。另外，c(n)表示从扩展码产生部分传送的扩展码，C(k)表示它的离散傅里叶变换。“n”表示离散时间，“k”表示离散频率，而F[]表示傅里叶变换。
当两个信号r(n)和c(n)的相关函数被定义成f(n)时，表示f(n)的离散傅里叶变换的F(K)具有图22表达式(2)中所示的关系。从而，当假设r(n)是从图1所示A/D转换器1传送的信号并且c(n)是从扩展码产生部分3传送的扩展码时，r(n)和c(n)的相关函数f(n)可按以下程序用表达式(2)，而不用通常的定义表达式来计算。
-计算接收信号r(n)的离散傅里叶变换R(k)。
-计算扩展码c(n)的离散傅里叶变换C(k)的复共轭C(k)-用R(k)和C(k)的复共轭C(k)计算表达式(2)中的F(k)。
-通过对F(k)进行逆向离散傅里叶变换而计算相关函数f(n)。
如上所述，当包括在接收信号r(n)中的扩展码与从扩展码产生部分3传送的扩展码c(n)匹配时，根据以上程序计算的相关函数f(n)具有如图3所示的时间波形，此波形在相关点具有峰值。如上所述，在本实施例中，由于在离散傅里叶变换和逆向傅里叶变换中使用高速FFT和逆向FFT算法，因此，所执行的计算比根据所述定义而执行的相关计算明显更快。
在图5所示情况下，分开设置扩展码产生部分3和FFT处理部分215。当事先对与每个GPS卫星相应的扩展码进行FFT并且所得到的结果储存在存储器中时，可以省略在接收卫星信号时对扩展码c(n)进行的FFT计算。
图1是用于描述具有上述结构的第一实施例中的操作的时间图。
如上所述，当消除载波时，通过用频率为1.023MHz且周期为1023的扩展码对50-bps导航数据进行频谱扩展而得到GPS信号。导航数据中一位的时间长度是20毫秒并且包括20个扩展码周期，其中，一个扩展码周期为一毫秒。
尽管在GPS信号中噪声成分非常大，但是，当在许多周期中检测与在接收器内产生的扩展码的相关性时，提高接收灵敏度。这是因为GPS信号是周期性信号，然而，作为主要噪声成分的热噪声是随机的非周期性的信号。
GPS信号部分是周期性信号，但它包括具有如图1(A)所示位转移的导航数据。由于导航数据是未知的，因此，当在许多扩展码周期内获得与扩展码的相关性时，如上所述，在导航数据中，正、负信号(位“1”和位“0”)互相抵消，并且出现检测不到如图3所示相关峰值的情况。
为了防止上述此种情况发生，有这样一种方法在许多个周期内，对在每个扩展码周期(1毫秒)得到的相关性的绝对值之和或平方值之和进行相加。根据此方法，相关峰值不取决于导航数据。然而，随着C/N(载波对噪声的电功率之比)变小，由平方运算造成的损失变得更大，并且，检测灵敏度的提高程度较低。
因此，在第一实施例中，检测灵敏度按下述方式得以提高。
如图1(B)所示，在第一实施例中，使用10个扩展码周期(10毫秒)作为单位周期，10个扩展码周期是导航数据中一位周期的一半。如前所述，在此单位周期中，即在10个扩展码周期中，数字匹配滤波器2顺序地得到每个扩展码周期(1毫秒)的相关计算结果。
接着，单位周期线性相加部分4在单位周期内对在每个扩展码周期得到的相关计算结果线性相加。
随后，绝对值计算部分5对从单位周期线性相加部分4传送的在每个单位周期获得的相关值线性相加的结果，计算其绝对值，如图1(D)所示。
然后，绝对值累加部分6相加M个扩展码周期(以下称作M个区)的绝对值。在M个周期中的绝对值总和传送到相关点检测部分7，并且检测相关点。
在此情况下，由于在图1(A)所示导航数据中的位转移位置是未知的，因此，单位周期和导航数据的位转移位置在定时中的相位上通常是不同的，如附图所示。从而，在包括位转移的单位周期内，如从图1(B)左边数的第二和第四个单位周期，在线性相关计算过程中，正、负成分互相抵消，尤其是当在单位周期的中心发生位转移时，正、负成分互相完全抵消并且在单位周期内相关值计算的结果变为零。
然而，在本实施例中，由于在M个区中多个单位周期的至少一半不包括位转移，最佳情况是导航数据在M个区上具有相同的符号或者位转移位置与单位周期的边界匹配，而最坏情况是导航数据在M个区中交替具有“0”和“1”并且位转移位于单位周期的中心，因此，检测灵敏度在最佳情况和最坏情况之间的差别就为3dB。
如上所述，根据本实施例的扩展码同步检测方法是简单的，但是，由于平方(获得绝对值)运算所造成的损失较小，本方法在同步检测灵敏度中的提高程度比后述方法的更高，即，此方法为在是单位周期M倍的周期中，对以扩展码周期为单位而得到的相关的绝对值求和。
在上述第一实施例中，在单位周期中，以扩展码周期为单位而得到的相关结果线性相加，此单位周期设定为10个扩展码周期，等于导航数据中一位周期的一半。单位周期不一定非设定为10个周期不可。当单位周期设定得比10个周期更短时，检测灵敏度的提高程度降低，但由位转移位置所造成的相关值中的离差较低。相反，当单位周期设定得比10个周期更长时，由位转移位置所造成的离差较高，但由于位转移位置，检测灵敏度的提高程度变高。
第二实施例是第一实施例的修改例，在获得相关值线性相加结果的程序中与第一实施例不同。
更具体地，在上述第一实施例中，由数字匹配滤波器2获得每个扩展码周期的相关计算结果，并且在每个单位周期内对相关计算结果进行线性相加。当在数字匹配滤波器2执行相关计算之前在一个扩展码周期中的接收信号r(n)线性相加时，并当数字匹配滤波器对线性相加结果进行相关计算时，获得与上述情形完全相同的结果和优点。这就是在第二实施例中描述的情形。
图6为示出根据第二实施例的扩展码同步检测装置的典型结构的框图。
在第二实施例中，从A/D转换器1输出的数字信号传送到单位周期线性相加部分11。在一个扩展码周期内，单位周期线性相加部分11线性相加在单位周期中得到的数字信号，在此情况中实际上是线性相加在10个扩展码周期(10毫秒)中得到的数字信号。换句话说，在每个单位周期内的10个扩展码周期的数字信号中，在扩展码的相同码片相位上的10个数据项同步相加。
从而，单位周期线性相加部分11输出与一个扩展码周期中数据项相同数量的同步相加结果(数据项的数量与一个扩展码周期中码片的数量相同)。同步相加的结果传送到数字匹配滤波器2。对同步相加的结果和从扩展码产生部分3传送的扩展码进行相关计算。相关计算的结果传送到绝对值计算部分5。其它结构则与第一实施例的相同。
第二实施例与第一实施例不同的是在数字匹配滤波器2之前的阶部分中，在每个扩展码周期中执行线性相加，但是，第二实施例获得与第一实施例完全相同的结果和优点。
在第二实施例中，单位周期也设定为10个扩展码周期，此单位周期是导航数据的一位周期的一半。与上述第一实施例一样，单位周期不必等于10个周期。
第三实施例也是第一实施例的修改例，在获得相关值线性相加结果的程序中与第一实施例不同。
在第三实施例中，在如图5所示使用FFT的数字匹配滤波器作为数字匹配滤波器2的情况下，省略第一实施例中位于数字匹配滤波器2之后的单位周期线性相加部分4，或者省略第二实施例中位于数字匹配滤波器2之前的单位周期线性相加部分11。
图7为示出根据第三实施例的扩展码同步检测装置的典型结构的框图。
更具体地，在第三实施例中，从A/D转换器1输出的数字信号传送到使用FFT的数字匹配滤波器12中，滤波器12由图5中虚线所包围的部分形成。
在上述第一实施例中，如结合图5所述地，在每个扩展码周期中从存储器211读取数字信号，并传送到FFT处理部分212。在第三实施例中，在每个单位周期中从存储器211读取数字信号，传送到FFT处理部分212，并且在使用FFT的数字匹配滤波器12中执行FFT计算。
在第三实施例中，FFT处理部分212对在每个单位周期中获得的数字信号进行FFT计算。由于在上述情况下单位周期包括10个扩展码周期，因此，FFT处理部分212输出的FFT计算结果与在10个扩展码周期内对在每个扩展码周期得到的数字信号的FFT计算结果进行累加而获得的结果相同，并且，FFT计算的输出结果写入存储器213中。
在使用FFT的数字匹配滤波器12中的后续处理与结合图5所述的完全相同。逆向FFT处理部分217输出相关计算的结果，此结果再次以时域表达。在第三实施例中，相关计算的结果从使用FFT的数字匹配滤波器12输出到绝对值计算部分5。
如上所述，根据第三实施例，由于对在单位周期中获得的数字信号进行FFT计算，因此，省略图2中位于数字匹配滤波器2之后的单位周期线性相加部分4，或者省略图6中位于数字匹配滤波器2之前的单位周期线性相加部分11，并且所述结构得以简化。
即使在第二实施例中，单位周期也设定为10个扩展码周期，此单位周期是导航数据的一位周期的一半。以与上述第一实施例完全相同的方式，单位周期不一定非包括10个周期不可。
在上述的第一至第三实施例中，使用这样的方法在每个扩展码周期获得的相关计算的结果线性相加，在M个区中累加线性相加结果的绝对值，并且从累加结果中检测相关点。从而，相关点的检测灵敏度比本文首部分描述的常规方法得到更大的提高。
然而，在用于上述第一至第三实施例的方法中，由于相关计算的结果因单位周期和位转移位置之间的相位关系而具有离差，因此，在检测相关点时难以对相关值峰值设定阀值。从而，在判断是否存在相关时，难以使用此方法。第四实施例可以解决此问题。
图8为示出根据第四实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。图9是用于描述图8所示装置的操作的时间图。
在第四实施例中，从接收信号r(n)(如图9(A)所示)产生两个信号序列。第一信号序列A(如图9(B)所示)与接收信号r(n)相同。
对于第一信号序列A，如以上第一实施例所述，从A/D转换器1输出的数字信号传送到数字匹配滤波器21，执行与从扩展码产生部分3传送的扩展码的相关计算。每个扩展码周期的相关计算的结果传送到单位周期线性相加部分22，并在单位周期内线性相加。
在第四实施例中，单位周期设定为包括导航数据中的一位，即包括20个扩展码周期。
从单位周期线性相加部分22输出的线性相加相关计算结果DA(如图9(C)所示)传送到绝对值计算部分23，并转换为其绝对值，然后传送到相加部分24。相加部分24的相加输出传送到累加部分25，以与第一实施例相同的方式在M个区上累加。累加的结果MD传送到相关点检测部分26。
从定标器8输出的时钟信号CLK和从定时控制部分9输出的各种定时信号以与上述第一实施例相同的方式传送到电路块。如上所述，第四实施例与第一实施例的不同之处在于第四实施例的单位周期是20毫秒。
除了相加部分24以外，用于第一信号序列A的结构与上述第一实施例中所用的相同。差别在于在第四实施例中，单位周期包括导航数据中的一位周期，即包括20毫秒，然而，在上述第一实施例中，单位周期包括导航数据中一位周期的一半，即包括10毫秒。
用与第一实施例相同的方式对10毫秒的线性相加结果相加两次，可以获得对第一信号序列A的20毫秒线性相加的结果。
其次，描述对第二信号序列B的处理。对于第二信号序列B，从A/D转换器1输出的数字信号传送到开关电路35的一个输入端，而且还输送到符号反向变换部分34，反向变换数字信号的符号，然后传送到开关电路35的另一个输入端。
借助发自定时控制部分9的开关切换信号SW，开关电路35交替地在用于单位周期第一半周期(10毫秒)的一个输入端和用于单位周期第二半周期(10毫秒)的另一个输入端之间切换。从而，开关电路35输出信号序列B(如图9(D)所示)，在信号序列B中，从接收信号r(n)转换的数字信号在单位周期的第二半周期上反向变换符号。
如以上第一实施例所述，信号序列B数字信号传送到数字匹配滤波器31，并执行与从扩展码产生部分3传送的扩展码的相关计算。在每个扩展码周期执行的相关计算的结果传送到单位周期线性相加部分32，并在单位周期内线性相加。
从单位周期线性相加部分32输出的线性相加相关计算结果DB(如图9(E)所示)传送到绝对值计算部分33，被转换为其绝对值，然后传送到相加部分24。结果DB的绝对值与从绝对值计算部分23输出的线性相加相关计算结果DA的绝对值相加。从而，从相加部分24输出的相加结果D为D＝|DA|+|DB| [表达式(3)]累加部分25在M个区(M≥1)内对相加的结果D进行累加，并且，累加结果MD传送到相关点检测部分26。相关点检测部分26判断是否已检测到比预定阀值更大的峰值，以判断是否已检测到相关点。当检测到峰值时，获得峰值的码片相位被测定为相关点。
在第四实施例中，如图9(A)所示，当在位转移位置和单位周期之间的相移称作“h”时，从单位周期线性相加部分22和32输出的线性相加相关计算结果DA和DB与相移“h”的关系在图10A和图10B中示出。
图10A和图10B基于导航数据每位都反向变换的情况。另外，图10A和图10B是假设在一个扩展码周期中获得的相关值为“d”并且“M”设定为1时的特性图。图10A示出相关值“d”为负值时的情况，而图10B示出相关值“d”为正值时的情况。相移“h”用扩展码周期数表示(也可用毫秒表示，因为一个扩展码周期是一毫秒)。
更具体地，在第一信号序列A中，如图10A和图10B所示，当在相移“h”为零的情况下单位周期的头部位置与导航数据中的位转移位置同步时，由于在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”都是正值或都是负值，因此，线性相加相关计算结果DA为当d＞0时，DA＝20|d|当d＜0时，DA＝-20|d|相反，在第二信号序列B中，由于当相移“h”为零时在单位周期的中心所述符号反向变换，因此，在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”一半是正值一半是负值，并且相互抵消。从而，线性相加相关计算结果DB变为零。
在第一信号序列A中，当在相移“h”为10的情况下位转移位置在单位周期的中心时，由于在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”因位转移而一半是正值一半是负值，并且相互抵消。从而，线性相加相关计算结果DA变为零。
相反，在第二信号序列B中，由于当相移“h”为10时所述符号在单位周期的中心与位转移同步地反向变换，因此，在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”都是正值或都是负值。线性相加相关计算结果DB为当d＞0时，DB＝-20|d|当d＜0时，DB＝20|d|在第一信号序列A中，当在相移“h”为20的情况下单位周期偏移导航数据的一位时，由于在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”都是正值或都是负值，因此，尽管此时的极性与相移“h”为零时的相反，但线性相加相关计算结果DA为当d＞0时，DB＝-20|d|当d＜0时，DB＝20|d|相反，在第二信号序列B中，由于当相移“h”为20时所述符号在单位周期的中心反向变换，因此，在单位周期内从每个扩展码周期获得的20个相关值“d”一半是正值一半是负值，尽管此时的极性与相移“h”为零时的相反，但相关值相互抵消。从而，线性相加相关计算结果DB变为零。
由于线性相加相关计算结果DA和线性相加相关计算结果DB与相移“h”的关系表现出如图10A和图10B所示的特性，其中，相移“h”是导航数据的位转移位置和单位周期的头部位置之间的相位差，因此，线性相加相关计算结果DA和线性相加相关计算结果DB的绝对值之和D变得恒定。换句话说，在此情况下，满足以下表达式。
D＝|DA|+|DB|＝20|d|也就是说，线性相加相关计算结果DA和线性相加相关计算结果DB的绝对值之和D是恒定的，即20M|d|，与接收信号r(n)的位转移位置和单位周期之间的相移“h”无关。从而，从累加部分25输出的累加结果MD是通过简单累加M个区的常数而得到的值，即MD＝|DA|+|DB|＝20M|d|如上所述，根据第四实施例，即使当位转移位置布置在相对于单位周期头部位置的任何位置上时，由于绝对值之和变为相关值“d”的倍数，因此，变得更容易在相关点检测部分26中确定阀值，此阀值用于判断相关是否存在。另外，由于DA和DB是在单位周期内从每个扩展码周期获得的相关值线性相加的结果，因此，在相关值相加的同时消除噪声。可以期望相关点的检测灵敏度提高。
在第四实施例中，以与上述第一至第三实施例相同的方式使用如图4所示的横向滤波器或如图5所示的使用FFT处理的结构，作为数字匹配滤波器21和31。
在第四实施例的以上描述中，单位周期设定得等于位转移周期。在第四实施例中，单位周期必须是位转移周期或更短。
第五实施例是第四实施例的修改例，并且第五实施例和第四实施例的关系与第二实施例和第一实施例的关系相同。在获得相关值线性相加的结果的程序中第五实施例与第四实施例不同。
更具体地，在上述第四实施例中，用数字匹配滤波器21和31对第一信号序列A和第二信号序列B在每个扩展码周期中执行相关计算，并且，在每个单位周期内对相关计算的结果进行线性相加。在第五实施例中，第一信号序列A和第二信号序列B在数字匹配滤波器21和31执行相关计算之前的一个扩展码周期中分别线性相加，并且，数字匹配滤波器21和31对线性相加的结果进行相关计算。
图11为示出根据第五实施例的扩展码同步检测装置的典型结构的框图。
在第五实施例中，从A/D转换器1输出的第一序列A数字信号传送到单位周期线性相加部分27。单位周期线性相加部分27在一个扩展码周期中对在单位周期内获得的数字信号进行线性相加，在此情况下，实际上对在20个扩展码周期(20毫秒)中获得的数字信号进行线性相加。换句话说，在每个单位周期内的20个扩展码周期的数字信号中，在扩展码的相同码片相位上的20个数据项同步相加。
从开关电路35输出的第二序列B数字信号传送到单位周期线性相加部分36。与单位周期线性相加部分27一样，单位周期线性相加部分36在一个扩展码周期中对在单位周期内获得的数字信号进行线性相加，在此情况下，实际上对在20个扩展码周期(20毫秒)内获得的数字信号进行线性相加。换句话说，在每个单位周期内的20个扩展码周期的数字信号中，在扩展码的相同码片相位上的20个数据项同步相加。
接着，同步相加的结果(数据项的数量与一个扩展码周期中的码片数量相同)传送到数字匹配滤波器21和31，并且对同步相加的结果和从扩展码产生部分3传送的扩展码进行相关计算。相关计算的结果传送到绝对值计算部分23和33。其它结构与第四实施例的相同。
第五实施例与第四实施例不同的是在数字匹配滤波器21和31之前的阶部分中在一个扩展码周期中执行线性相加，但是，获得与第四实施例完全相同的结果和优点。
在第五实施例中，单位周期也不局限于单位周期设定得等于位转移周期的情况。单位周期必须设定得等于或短于位转移周期。
第六实施例是第四实施例的修改例，并且第六实施例和第四实施例的关系与第三实施例和第一实施例的关系相同。在获得相关值线性相加的结果的程序中第六实施例与第四实施例不同。
在第六实施例中，在如图5所示的使用FFT的数字匹配滤波器作为数字匹配滤波器21和31的情况下，省略第四实施例中位于数字匹配滤波器21和31之后的单位周期线性相加部分22和32，或者省略第五实施例中位于数字匹配滤波器21和31之前的单位周期线性相加部分27和36。
图12为示出根据第六实施例的扩展码同步检测装置的典型结构的框图。
更具体地，在第六实施例中，第一信号序列A数字信号传送到使用FFT的数字匹配滤波器28，并写入其存储器211中，其中，滤波器28由由图5中虚线所包围的部分形成。第二信号序列B数字信号用相同的方式传送到使用FFT的数字匹配滤波器37，并写入其存储器211中。
在第六实施例中，在单位周期内从存储器211读取数字信号，并且，在单位周期内读取的数字信号传送到FFT处理部分212，而且，在使用FFT的数字匹配滤波器28和37的每一个中都执行FFT计算。
在第六实施例中，数字匹配滤波器28和37的FFT处理部分212对在信号序列A和信号序列B中的单位周期内获得的数字信号分别进行FFT计算。由于在上述情况下单位周期包括与20个扩展码周期相应的信号序列A和信号序列B，每个FFT处理部分212输出的FFT计算结果与在10个周期中对在每个扩展码周期得到的数字信号的FFT计算结果进行累加而获得的结果相同，并且，FFT计算的输出结果写入存储器213中。
在使用FFT的数字匹配滤波器28和36中的后续处理与结合图5所述的完全相同。逆向FFT处理部分217输出相关计算的结果，此结果再次以时域表达。在第六实施例中，从使用FFT的数字匹配滤波器28和36输出的相关计算结果是线性相加相关计算结果DA和DB，并且传送到绝对值计算部分23和33。其它结构与第四实施例的相同。
如上所述，根据第六实施例，由于对在单位周期内所获得的数字信号进行FFT计算，因此，省略图8中位于数字匹配滤波器21和31之后的单位周期线性相加部分22和32，或者省略图11中位于数字匹配滤波器21和31之前的单位周期线性相加部分27和36，并且所述结构得以简化。
在第六实施例中，单位周期也不局限于单位周期设定得等于位转移周期的情况。由于单位周期的一半必须等于或短于位转移周期，因此，单位周期必须是位转移周期的两倍或更短。
在上述第四至第六实施例中，从接收信号r(n)转换的数字信号在单位周期的第一半和第二半之间反向变换符号，产生第二信号序列B，并且在单位周期内获得线性相加相关计算结果DB。当在单位周期的第一半和第二半之间对从扩展码产生部分3传送的扩展码反向变换符号，以替代在单位周期的第一半和第二半之间对从接收信号r(n)转换的数字信号反向变换符号时，也获得相同的结果和优点。
第七实施例示出此种情况。图13为示出根据第七实施例的扩展码同步检测装置的典型结构的框图。
更具体地，对于第一信号序列A，从A/D转换器1输出的数字信号传送到数字匹配滤波器41A。数字匹配滤波器41A从扩展码产生部分3接收扩展码。从而，数字匹配滤波器41A输出的结果与在图8所示第四实施例中数字匹配滤波器21对第一信号序列A进行相关计算的结果相同。
在每个扩展码周期获得的相关计算的结果从数字匹配滤波器41A传送到单位周期线性相加部分22，并在单位周期内线性相加，在此情况下，亦即，以与第四实施例相同的方式在导航数据的一位周期(20毫秒)内线性相加。线性相加相关计算结果DA从单位周期线性相加部分22传送到绝对值计算部分23，被转换成其绝对值，然后传送到相加部分24。
对于第二信号序列B，从A/D转换器1输出的数字信号传送到数字匹配滤波器41B。数字匹配滤波器41B从开关电路43接收在单位周期的第一半和第二半之间反向变换符号的扩展码。
更具体地，从扩展码产生部分3传送的扩展码输入到开关电路43的一个输入端，而且还输入到符号反向变换部分42，反向变换扩展码的符号，然后传送到开关电路43的另一个输入端。借助发自定时控制部分9的切换信号SW，开关电路43交替地在用于单位周期第一半的一个输入端和用于单位周期第二半的另一个输入端之间切换。
如上所述，由于传送到数字匹配滤波器41B的扩展码在单位周期的第一半和第二半之间反向变换符号，因此，数字匹配滤波器输出的结果与在图8所示第四实施例中数字匹配滤波器31对第二信号序列B进行相关计算的结果完全相同。
在每个扩展码周期获得的相关计算的结果从数字匹配滤波器41A传送到单位周期线性相加部分22，并在单位周期内线性相加，在此情况下，亦即，以与第四实施例相同的方式在导航数据的一位周期(20毫秒)内线性相加。线性相加相关计算结果DA从单位周期线性相加部分22传送到绝对值计算部分23，被转换成其绝对值，然后传送到相加部分24。
以与此相同的方式，在每个扩展码周期获得的相关计算的结果从数字匹配滤波器41B传送到单位周期线性相加部分32，并在单位周期内线性相加，在此情况下，亦即，以与第四实施例相同的方式在导航数据的一位周期(20毫秒)内线性相加。线性相加相关计算结果DB从单位周期线性相加部分32传送到绝对值计算部分33，被转换成其绝对值，然后传送到相加部分24。
从而，相加部分24输出绝对值之和D，D＝|DA|+|DB|。累加部分25对M个区计算其累加结果MD，并且，相关点检测部分26对累加结果MD检测相关点。换句话说，获得与第四实施例相同的结果和优点。
第七实施例中所用的方法也可用于第五实施例，在此方法中，扩展码在单位周期的第一半和第二半之间反向变换符号，以获得第二信号序列B的相关计算的结果。
更具体地，尽管未在附图中示出，在图13的A/D转换器的输出侧设置一个半单位周期线性相加部分。这个半单位周期线性相加部分，与开关电路43为线性相加数字信号而执行的切换同步地，线性相加数字信号中的数据，所述数据与用于单位周期的第一半和第二半，即用于半单位周期，的扩展码中的每个码片对应。线性相加的结果传送到数字匹配滤波器41A和41B。
在此情况下，数字匹配滤波器41A和41B输出的相关计算结果与上述线性相加相关计算结果DA和DB相同，从而，单位周期线性相加部分22和32就不是必需的。此装置构成得使数字匹配滤波器41A和41B向图13所示绝对值计算部分23和33输出相关计算的结果。
第七实施例中所用的方法可以进一步用于第六实施倒，在此方法中，扩展码在单位周期的第一半和第二半之间反向变换符号，以获得第二信号序列B的相关计算的结果。
更具体地，尽管在此情况下也未在附图中示出，图13所示数字匹配滤波器41A和41B由使用FFT的数字匹配滤波器形成。如结合图5和图12所述地，使用FFT的数字匹配滤波器用在单位周期获得的数字信号，在数字信号和从扩展码产生部分3或从开关电路43传送的扩展码之间执行相关计算，所述单位周期用作FFT计算单位。
根据此情形，由于FFT计算以与图11所示情形相同的方式应用到在单位周期获得的数字信号上，因此，可以省略布置在数字匹配滤波器之前或之后的单位周期线性相加部分，并且所述结构得以简化。
在第七实施例中，单位周期也不局限于单位周期设定得等于位转移周期的情况。由于单位周期的一半必须是位转移周期或更短，因此，单位周期必须是位转移周期的两倍或更短。
第八实施例示出获得线性相加相关计算结果DA和DB的另一情形。在第四至第七实施例中，需要用于两个路径的数字匹配滤波器。在第八实施例中，提出只需一个数字匹配滤波器的结构。
图14是根据第八实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。图15是用于描述根据第八实施例的操作的时间图。
在第八实施例中，从输入接收信号r(n)到数字匹配滤波器2的结构与第一实施例中的完全相同。数字匹配滤波器2向半单位周期线性相加部分51输出在每个扩展码周期中获得的相关计算的结果。在第八实施例中，以与上述第四至第七实施例相同的方式，单位周期也设定为导航数据的位转移周期，即20毫秒。
在半个单位周期内，即在单位周期的第一半周期和第二半周期内，半单位周期线性相加部分51对从数字匹配滤波器2传送的相关计算结果进行线性相加，并且向线性相加结果相加部分52和线性相加结果减法部分53传送线性相加的结果。
线性相加结果相加部分52把在单位周期第一半内从每个扩展码周期中获得的相关值的线性相加结果与在单位周期第二半内从每个扩展码周期中获得的相关值的线性相加结果进行相加，产生上述用于第一信号序列A的线性相加相关计算结果DA，如图15(B)和图15(C)所示。
线性相加结果减法部分53从在单位周期第一半内从每个扩展码周期中获得的相关值的线性相加结果减去在单位周期第二半内从每个扩展码周期中获得的相关值的线性相加结果，产生上述用于第二信号序列B的线性相加相关计算结果DB，如图15(D)和图15(E)所示。
从线性相加结果相加部分52输出的线性相加相关计算结果DA在绝对值计算部分54中被转换成其绝对值，然后传送到相加部分56。从线性相加结果减法部分53输出的线性相加相关计算结果DB在绝对值计算部分55中被转换成其绝对值，然后传送到相加部分56。从而，从相加部分56获得用于第一和第二序列A和B的线性相加相关计算结果DA和DB的绝对值之和D。
绝对值之和D从相加部分56传送到累加部分57，并在M个区中进行累加。累加结果MD传送到相关点检测部分58。当检测到超过预定阀值的峰值时，就检测到相关点np。
根据第八实施例，由于对从每个扩展码周期中获得的相关值的结果进行线性相加的数字匹配滤波器和线性相加部分可为第一序列A和第二序列B所共享，因此简化装置结构。
在第八实施例中，单位周期也不局限于单位周期设定得等于位转移周期的情况。单位周期必须是位转移周期或更短。
如前所述，在第四至第八实施例中获得的用于第一和第二序列A和B的线性相加相关计算结果DA和DB与相移“h”的关系具有如图10A和图10B所示的特性，并且，线性相加相关计算结果DA和DB的绝对值之和是常数，其中，相移“h”是在单位周期和导航数据的位转移位置之间的相位差。
然而，考虑到C/N，扩展码同步的检测灵敏度不是常数。当位转移位置位于单位周期的第一半或第二半的中心时，由于在存在位转移的一半之内相关值互相抵消并且在单位周期的一半之内变为零，因此，基本上只在单位周期中不存在位转移的一半之内获得相关值。从而，C/N减少3dB，并且，与位转移位置和单位周期头部位置匹配的情况相比，检测灵敏度也降低。
为改善此问题，必须补偿相移“h”，以便位转移位置和单位周期头部位置相匹配。
从图10A和图10B的特性曲线可以理解，在线性相加相关计算结果DA和DB之间的比例DA/DB在相移“h”的每个位置上都具有唯一值。从而，位转移位置与单位周期头部位置的相移“h”可从以下表达式中估计出。
当DA/DB≤0时(h≤L/2)时h＝L/2×[1+1/{(DB/DA)-1}] [表达式(4-1)]当DA/DB＞0时(h≥L/2)时h＝L/2×[1+1/{(DB/DA)+1}] [表达式(4-2)]这里，L表示单位周期的长度。
在第九实施例中，单位周期的头部位置与位转移位置同步，利用上述观点来提高检测灵敏度。图16是根据第九实施例的用于频谱扩展的扩展码同步检测装置的框图。上述观点应用于前述第八实施例中。
更具体地，在第九实施例中，从线性相加结果相加部分52输出的线性相加相关计算结果DA和从线性相加结果减法部分53输出的线性相加相关计算结果DB传送到相移“h”估算部分59。定时控制部分9向相移“h”估算部分59传送的定时信号与传送给累加部分57的信号相同。
相移“h”估算部分59使用上述表达式(4-1)和(4-2)，在M个区中的每个单位周期内，估算位转移位置与每个单位周期头部位置的相移“h”。由相移“h”估算部分59对每个单位周期估算的M个相移“h”估算值具有图17所示的两个分布一个以h＝0为中心，表示没有相移“h”，另一个以相移“h”为中心，此相移“h”与从单位周期头部位置偏移的实际位转移位置相对应。
相移“h”估算部分59确定与两个相移“h”分布有关的组，估算位转移位置距单位周期头部位置的相移“h”，并且根据估算结果控制定时控制部分9，以便接纳接收信号r(n)的时刻在下面及后续的相关检测中偏移所述估算值，从而，使位转移位置与用于相关检测的上述单位周期的头部位置匹配。
当如上所述补偿位转移位置时，用于相关检测的上述单位周期与导航数据同步，由此可避免C/N的降低。
当C/N是足以对导航数据进行解调的水平时，已补偿相移“h”的位转移位置与单位周期的头部位置匹配，或者稍微偏移一点。从而，DB在零及其附近分布，DA则根据导航数据位是“0”还是“1”而分布在+20|d|及其附近或分布在-20|d|及其附近。结果，根据DA是+20|d|还是-20|d|，即DA是正号还是负号，而判断导航数据位是“0”还是“1”。
图18是用于描述根据第九实施例的上述处理的流程图。在图18流程图所示的处理中，从接收信号产生第一和第二信号序列A和B，获得线性相加相关计算结果DA和DB，并且，与上述第四至第六实施例中一样，进一步得到DA和DB的绝对值之和。在此情况下，假设扩展信号与载波同步。
此流程图还示出用于以下情况的处理程序，此情况为例如通过使用DSP(数字信号处理器)或微机而由软件执行扩展码同步检测过程。
首先，设定变量“m”为初始值零，并设定表示第k个相移“h”的变量“k”为初始值零(步骤S1)，其中，变量 “m”表示在M个区内在从第0个周期到第(M-1)个周期的M个周期中对第m个单位周期进行的处理。
然后，在A/D转换器1中转换为数字信号的接收信号r(n)用作输入信号，并读入用于M个区的存储器中(步骤S2)。接着，从在第一单位周期(m＝0)中获得的数字信号产生第一信号序列A和第二信号序列B(步骤S3)。随后，如前所述，对于序列A和B获得线性相加相关计算结果DA和DB，并进一步获得它们的绝对值之和(步骤S4)。
接着，判断在单位周期中获得的绝对值之和D是否大于预定的阀值Dth(步骤S5)。当判断绝对值之和D不大于阀值Dth时，判断没有获得载波同步，并且程序前进到重新截获载波同步的例行程序中。
当判断绝对值之和D大于预定的阀值Dth时，得到线性相加相关计算结果DA和DB之间的比值DB/DA，并且通过上述表达式(4-1)和(4-2)计算相移“h”(步骤S6)。然后，判断线性相加相关计算结果DA的符号是正还是负(步骤S7)。判断结果传送到用于判断和处理导航消息位数据的例行程序中。
接着，判断在步骤S6获得的相移“h”是否在零的附近(步骤S8)。如图18所述，判断方法是判断是否满足以下表达式之一。
h＜ε [表达式(5)]h＞20-ε [表达式(6)]这里，ε可看作是在零附近的值，如1.0(毫秒)，即ε设定为大约一个扩展码周期。由于单位周期是扩展码周期的20倍，即20毫秒，因此，表达式(6)中的“20-ε”表示相移“h”在一位的附近，即在单位周期和位转移位置之间的相移“h”为零。
当在步骤S8中判断相移“h”不在零的附近时，就确定单位周期的头部位置相对于位转移位置具有相移“h”，相移“h”在存储器中储存作为“hk”，并且变量“k”加1(步骤S9)。然后，程序前进到下一步骤S10，并判断是否已对M个区中的所有单位周期已执行上述过程。
当在步骤S8中判断相移“h”在零的附近时，就确定单位周期的头部位置与位转移位置同步，程序就跳过步骤S9并跳转到步骤S10，判断是否已对M个区中的所有单位周期执行上述过程。
当在步骤S10中判断未对M个区中的所有单位周期执行上述过程时，表示单位周期数量的变量“m”加1(步骤S11)以确定下一单位周期，程序返回到步骤S3，并且重复步骤S3和后续步骤中的处理。
当在步骤S10中判断已对M个区中的所有单位周期执行上述过程时，通过用图17所示的关系从k个相移h0-hk-1的分布状况估算相移“h”(步骤S12)。
在单位周期内接收的数字信号的采样点用估算相移“h”进行补偿(步骤S13)，从而，单位周期的头部位置与位转移位置同步。然后，程序返回到步骤S1，并且对下面的M个区重复上述过程。
如上所述，在第九实施例中，由于单位周期的头部位置与导航数据的位转移位置同步，因此，不但提高扩展码同步的检测灵敏度，而且，允许用线性相加相关计算结果DA的符号，即正号或负号，对导航数据进行解调。
在图18流程图所示的典型处理中，储存用于M个区的接收信号，随后进行处理。不必储存接收信号，但可以单位区域为单位进行处理。
同样在第九实施例中，与上述第四至第八实施例相同的观点可应用于单位周期的长度上。
根据以上实施例中所用的方法，提高用于频谱扩展信号的扩展码同步的检测灵敏度(与GPS接收器的接收灵敏度相对应)。检测灵敏度与处理时间互相制衡。当对扩展码的多个周期检测相关性以提高检测灵敏度时，处理时间就不可避免地延长。
在上述实施例中，假设已事先获得载波同步。当载波频率未知时，需要用于使载波同步的处理，并且以某种形式提供用于搜索载波频率的操作。由于对搜索中所用的每个频率计算相关值，因此，如果多次执行搜索，GPS接收器就表现出较慢的响应。
第十实施例同时满足提高检测灵敏度和高速处理的要求。图19是根据第十实施例的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置的框图。当第十实施例应用于图2所示的第一实施例的装置时，得到图19所示的情形。
如图19所示，在第十实施例中，在例如M个区中，从接收信号r(n)转换并从A/D转换器1输出的数字信号储存在存储器71中。从定标器8输出的其频率与GPS信号的1.023MHz码片速率相应的时钟信号CLK用作写时钟信号，如以上实施例所述。
在第十实施例中，其传输速度比GPS信号的1.023MHz码片速率更高的高速时钟信号CLKa用于从存储器61读取信号并传送给随后的数字匹配滤波器2。更具体地，从基准时钟发生器10向定标器76输出基准时钟信号，定标器76产生高速时钟信号CLKa，并且传送给存储器71和数字匹配滤波器2。
从存储器71读取的数据传送到乘法器72，用于载波同步。具有不同相位的时钟信号I和Q从由数控变频振荡器(以下称作NCO)形成的时钟发生器74输出到I/Q选择部分75，在其中以分时方式交替地选择，并且传送给乘法器72。时钟发生器74从基准时钟发生器10接收基准时钟信号。
还设置载波控制部分73。从载波控制部分73输出的控制信号控制NCO 74的振荡频率。载波控制部分73由与从后述相关点检测部分7输出的相关点检测结果相应的控制信号控制。
在获得载波同步的同时，乘法器72向数字匹配滤波器2输出已除去载波成分的数字信号。从数字匹配滤波器2到相关点检测部分7的结构与结合图2所述的结构相同。
在第十实施例中，与从相关点检测部分7输出的相关点检测结果相应的控制信号传送到载波控制部分73。在此情况下，载波控制部分73根据从相关点检测部分7输出的控制信号执行可变控制，以增加或减小NCO 74的时钟频率，直到相关点检测部分7依靠超出阀值的峰值而检测到相关点为止，并且，在相关点检测部分7检测到相关点np时，维持NCO 74的输出时钟信号的频率。
如上所述，在第十实施例中，由于存储器71设置在A/D转换器1和数字匹配滤波器2之间，并且从存储器71读取的数据借助高速时钟信号CLKa以高速进行处理，可以缩短在数字匹配滤波器2和线性相加处理中所执行的相关计算处理所需的处理时间。例如，当假设数字匹配滤波器2的硬件性能具有余量而使传输速率提高到十倍时，处理时间缩短到十分之一。在搜索载波信号时，在每次改变载波频率设置时，不必更新接收信号，而可以使用储存在存储器中的相同数据。
在以上描述中，第十实施例应用到第一实施例中。第十实施例也可应用到第二至第九实施例中。
在以上实施例的描述中，数字匹配滤波器、线性相加部分、绝对值计算部分、累加部分和相关点检测部分构造成独立的单个硬件。所有这些部分可以由一个DSP构成。每个部分的一部分也可以由DSP构成。每个部分的整体或部分可以通过软件处理而构成。
在以上实施例的描述中，本发明应用于从GPS卫星接收信号的情形中。本发明不局限于此种情形。本发明还可应用到以下所有情形中扩展码同步截获被应用到通过对具有扩展码的数据进行频谱扩展而获得的信号上。
如上所述，根据本发明，用于频谱扩展信号的扩展码同步的检测灵敏度大大提高。从而，例如，当本发明应用到GPS接收器时，提高接收灵敏度，并且可望获得诸如天线紧凑和接收面积扩大的优点。
进而，虽然原理上在常规方法中使用的滑动相关器为获得同步需要时间，但本发明通过有效利用高速DSP而大大缩短处理时间，其中，高速DSP使用数字匹配滤波器。
权利要求
1.一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本方法的特征在于包括单位周期相关计算线性相加步骤，用于执行获得线性相加相关计算结果的处理，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且比位转移周期更短；绝对值计算步骤，用于计算在单位周期相关计算线性相加步骤中在每个单位周期内所获得的线性相加相关计算结果的绝对值；绝对值相加步骤，在多个单位周期内对在绝对值计算步骤中在每个单位周期中所获得的线性相加相关计算结果的绝对值进行相加；以及相关点检测步骤，根据在绝对值相加步骤中相加绝对值而得到的值来检测相关点。
2.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于单位周期具有等于位转移周期一半的时间长度。
3.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于数字匹配滤波器用于执行在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算。
4.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，在单位周期内，线性相加在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果。
5.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，在每个单位周期内，在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算。
6.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，在对单位周期内的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算。
7.如权利要求1所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在绝对值相加步骤中执行相加的多个单位周期内，经过扩展码同步检测的频谱扩展信号储存在存储器中；以及，以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行单位周期相关计算线性相加步骤及其后续步骤，以使检测相关点的处理更快。
8.一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本方法的特征在于包括单位周期相关计算线性相加步骤，用于获得第一线性相加相关计算结果，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且等于或短于位转移周期，以及，用于把单位周期划分为两个周期，即第一半周期和第二半周期，并用于在每个单位周期中获得第二线性相加相关计算结果，此结果等于第一线性和与第二线性和的总和，其中，第一线性和等于在第一半周期和第二半周期中的一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和，在频谱扩展信号和扩展码中的一个进行符号反向变换的状态下，第二线性和等于在第一半周期和第二半周期中的另一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和；绝对值相加步骤，在多个单位周期内，对第一线性相加相关计算结果的绝对值之和与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和进行相加；以及相关点检测步骤，根据在绝对值相加步骤中相加绝对值而得到的值来检测相关点。
9.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于单位周期设定得等于位转移周期。
10.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于数字匹配滤波器用于执行在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算。
11.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在单位周期内，对扩展码和在一个扩展码周期中的第一信号序列的频谱扩展信号之间的相关计算结果进行线性相加，获得在单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及在单位周期内，对扩展码和在一个扩展码周期中的第二信号序列的频谱扩展信号之间的相关计算结果进行线性相加，获得在单位周期内的第二线性相加相关计算结果。
12.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加第一信号序列的频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算，以获得在每个单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加第二信号序列的频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算，以获得在每个单位周期内的第二线性相加相关计算结果。
13.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在对单位周期内所获得的第一信号序列的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算，以获得第一线性相加相关计算结果；以及在对单位周期内所获得的第二信号序列的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算，以获得第二线性相加相关计算结果。
14.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在单位周期相关计算线性相加步骤中，在单位周期的第一半周期内获得频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和，并且，在单位周期的第二半周期内获得频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和；获得在第一半周期内计算的线性和与在第二半周期内计算的线性和的总和，作为单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及获得在第一半周期内计算的线性和与在第二半周期内计算的线性和的差，作为第二线性相加相关计算结果。
15.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在相关点检测步骤中，在多个单位周期内检测第一线性相加相关计算结果的绝对值与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和，并且，根据在多个单位周期内的绝对值之和检测相关点；在获得绝对值之和的多个单位周期内，经过扩展码同步检测的频谱扩展信号储存在存储器中；以及以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行单位周期相关计算线性相加步骤及其后续步骤，以使检测相关点的处理更快。
16.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于单位周期设定得等于位转移周期，通过第一线性相加相关计算结果与第二线性相加相关计算结果的比值来估算在单位周期和位转移位置之间的相移，并且，通过估算的相移来补偿单位周期和位转移位置之间的相移。
17.如权利要求8所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测方法，其特征在于在相关点检测步骤中，在多个单位周期内检测第一线性相加相关计算结果的绝对值与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和，并且，根据在多个单位周期内的绝对值之和检测相关点；在获得绝对值之和的多个单位周期内，经过扩展码同步检测的频谱扩展信号储存在存储器中；以及以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行单位周期相关计算线性相加步骤及其后续步骤，以使检测相关点的处理更快。
18.一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本装置的特征在于包括单位周期相关计算线性相加器件，用于执行获得线性相加相关计算结果的处理，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且比位转移周期更短；绝对值计算器件，用于计算由单位周期相关计算线性相加器件在每个单位周期所获得的线性相加相关计算结果的绝对值；绝对值相加器件，在多个单位周期内对由绝对值计算器件在每个单位周期中所获得的线性相加相关计算结果的绝对值进行相加；以及相关点检测器件，根据由绝对值相加器件相加绝对值而得到的值来检测相关点。
19.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期具有等于位转移周期一半的时间长度。
20.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于数字匹配滤波器用于执行在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算。
21.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件包括以下器件，用于在单位周期内线性相加在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的器件。
22.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件包括以下器件，用于在每个单位周期内，在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算。
23.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件包括以下器件，用于在对单位周期内的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算的器件。
24.如权利要求18所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于提供存储器，在由绝对值相加器件执行相加的多个单位周期内，用于储存经过扩展码同步检测的频谱扩展信号；以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行相关计算，以使检测相关点的处理更快。
25. 一种用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其中，通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得频谱扩展信号，位转移周期是一个扩展码周期的倍数，本装置的特征在于包括单位周期相关计算线性相加器件，用于获得第一线性相加相关计算结果，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且短于位转移周期的两倍，以及，用于把单位周期划分为两个周期，即第一半周期和第二半周期，并用于在每个单位周期中获得第二线性相加相关计算结果，此结果等于第一线性和与第二线性和的总和，其中，第一线性和等于在第一半周期和第二半周期中的其中一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和，在频谱扩展信号和扩展码中的一个进行符号反向变换的状态下，第二线性和等于在第一半周期和第二半周期中的另一个半周期内在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和；绝对值相加器件，在多个单位周期内，对第一线性相加相关计算结果的绝对值之和与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和进行相加；以及相关点检测器件，根据由绝对值相加器件相加绝对值而得到的值来检测相关点。
26.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期设定得等于位转移周期。
27.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于数字匹配滤波器用于执行在频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算。
28.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在单位周期内，对扩展码和在一个扩展码周期中的第一信号序列的频谱扩展信号之间的相关计算结果进行线性相加，获得在单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及在单位周期内，对扩展码和在一个扩展码周期中的第二信号序列的频谱扩展信号之间的相关计算结果进行线性相加，获得在单位周期内的第二线性相加相关计算结果。
29.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加第一信号序列的频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算，以获得在每个单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及在一个扩展码周期内的每个扩展码码片相位上，同步地相加第二信号序列的频谱扩展信号，以使频谱扩展信号线性相加，并且，在一个扩展码周期的线性相加结果的信号和扩展码之间执行相关计算，以获得在每个单位周期内的第二线性相加相关计算结果。
30.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件产生第一信号序列和第二信号序列，其中，第一信号序列等于频谱扩展信号，第二信号序列是对在单位周期的第一半周期和第二半周期之间的频谱扩展信号进行符号反向变换而获得的；在对单位周期内所获得的第一信号序列的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算，以获得第一线性相加相关计算结果；以及在对单位周期内所获得的第二信号序列的频谱扩展信号应用傅里叶变换而获得的数据和对扩展码应用傅里叶变换而获得的数据之间执行相关计算，以获得第二线性相加相关计算结果。
31. 如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期相关计算线性相加器件在单位周期的第一半周期内获得频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和，并且，在单位周期的第二半周期内获得频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果的线性和；获得在第一半周期内计算的线性和与在第二半周期内计算的线性和的总和，作为单位周期内的第一线性相加相关计算结果；以及获得在第一半周期内计算的线性和与在第二半周期内计算的线性和的差，作为第二线性相加相关计算结果。
32.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于相关点检测器件在多个单位周期内检测第一线性相加相关计算结果的绝对值与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和，并且，根据在多个单位周期内的绝对值之和检测相关点；在获得绝对值之和的多个单位周期内，经过扩展码同步检测的频谱扩展信号储存在存储器中；以及以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行相关计算以使检测相关点的处理更快。
33.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于单位周期设定得等于位转移周期，通过第一线性相加相关计算结果与第二线性相加相关计算结果的比值来估算在单位周期和位转移位置之间的相移，并且，通过估算的相移来补偿单位周期和位转移位置之间的相移。
34.如权利要求25所述的用于频谱扩展信号的扩展码同步检测装置，其特征在于相关点检测器件在多个单位周期内检测第一线性相加相关计算结果的绝对值与第二线性相加相关计算结果的绝对值之和，并且，根据在多个单位周期内的绝对值之和检测相关点；在获得绝对值之和的多个单位周期内，经过扩展码同步检测的频谱扩展信号储存在存储器中；以及以比写入存储器更高的速度从存储器读取频谱扩展信号，并且执行相关计算以使检测相关点的处理更快。
全文摘要
一种用于对频谱扩展信号检测扩展码同步的方法和装置，它提高扩展码同步检测的灵敏度。在此方法中，对频谱扩展信号进行扩展码同步检测，其中，频谱扩展信号是通过对具有位转移周期和扩展码的数据进行频谱扩展而获得的，位转移周期是一个扩展码周期的倍数。在每个单位周期内，执行获得线性相加相关计算结果的处理，此结果等于对频谱扩展信号和扩展码之间的相关计算结果进行线性相加而获得的值，每个单位周期是一个扩展码周期的倍数，并且比位转移周期更短。计算在每个单位周期内所获得的线性相加相关计算结果的绝对值。在多个单位周期内对在每个单位周期中所获得的线性相加相关计算结果的绝对值进行相加。根据相加绝对值而得到的值来检测相关点。
文档编号H04L7/00GK1466822SQ02802670
公开日2004年1月7日 申请日期2002年7月18日 优先权日2001年7月26日
发明者田中胜之 申请人:索尼株式会社