专利名称：通过相关值运算进行解扩处理的数字匹配滤波器及其包含它的携带无线终端的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及数字匹配滤波器和使用数字匹配滤波器的携带无线终端，特别涉及在频谱直接扩频通信系统中，用于在接收端进行解扩处理的数字匹配滤波器以及包含该数字匹配滤波器的携带无线终端。
背景技术：
以往，在例如CDMA(Code Division Multiple Access；码分多址)方式的数字无线通信中，采取用每个用户固有的扩频码序列对发送数字数据进行扰频后发送，在接收端用解扩码序列对接收数字数据进行解扰的频谱直接扩频通信方式。
在使用这样的频谱直接扩频通信方式的数字无线通信的发送端中，设置生成扩频码序列并用于对发送数字数据进行扰频的扩频部。另一方面，在接收端中，设置生成扩频码序列的复本信号并用于对接收数字数据进行解扰的解扩部。
图8是表示上述频谱直接扩频通信系统中的发送机和接收机的基本结构的示意方框图。
参照图8，频谱直接扩频通信系统基本上由发送机60和接收机65构成。
在发送机60中，将要发送的原信号提供给一次调制器61，从电波的有效利用的观点来看，可实现信号的窄频带化。
一次调制器61的输出被提供给扩频部62，通过在其内部设置的未图示的由扩频码生成部提供的扩频码序列进行扩频、即进行扰频(二次调制)。
扩频部62的输出在通过未图示的发送电路实施了无线发送上必要的处理后，经天线63发送。
从天线63发送的信号由接收机65的天线64接收，在通过未图示的接收电路实施了无线接收上必要的处理后，提供给解扩部66。
解扩部66主要由数字匹配滤波器构成，数字匹配滤波器通过从在其内部设置的未图示的扩频码生成部提供的与接收端的扩频码序列同步的复本信号对接收信号进行解扩、即进行解扰。更具体地说，数字匹配滤波器运算并输出输入的接收信号和内部生成的扩频码序列的复本信号之间的相关值。
因此，解扩部66检测扩频码的同步定时，通过解扩取出一次调制信号，由解调部67对原信号进行解调。
数字匹配滤波器因其接收信号和扩频码的相关值的运算速度快，所以被用于代码同步处理，对于这样的数字匹配滤波器来说，例如田近等人详细说明于信学技报SST92-21的‘频谱扩频通信中的数字匹配滤波器技术及其问题’一文中。
以下，详细说明现有的数字匹配滤波器的结构及其工作情况。
图9是表示作为一例现有的数字匹配滤波器的横向型滤波器结构的方框图。参照图9，数字匹配滤波器包括扩频码生成部11、扩频码保持部12、接收信号保持部13、抽头运算部14、以及加法部15。
扩频码生成部11例如将系统中固有的某个初始值设定在基于规定的生成多项式构成的移位寄存器(未图示)中，从根据初始值进行了规定次数移位操作后的代码起依次连续，在发送端和接收端作为已知的扩频码序列输出。再有，在频谱扩频中，将1比特的扩频码特别地称为码片。而且，将扩频码的1周期的码片数称为扩频码长度。
扩频码生成部11生成的扩频码长度的码片以扩频码的码片速度被输入到扩频码保持部12，作为数字匹配滤波器的抽头系数存储在其内。此外，从扩频码生成部11将后述的控制信号提供给扩频码保持部12。
图10是表示图9所示的扩频码保持部12的详细结构的方框图。参照图10，扩频码保持部12是与扩频码长度对应的级数(例如，如果扩频码长度为256码片，则为256级)的1比特寄存器S组成的移位寄存器，在各级寄存器S的前级设置门电路G。
各个门电路G根据由扩频码生成部11提供的控制信号，使来自前级寄存器的输出或来自后级寄存器的输出的其中一个有选择地通过，提供给后级的寄存器的输入。
下面说明图10的扩频码保持部12的工作情况。在从扩频码生成部11输出扩频码长度的扩频码(例如256码片)的期间中，从扩频码生成部11输出的控制信号例如取0的值。
在该0值的控制信号同时提供给构成图10的扩频码保持部12的所有门电路G的控制输入期间，各门电路G使来自前级的输出原封不动地通过后级的寄存器S。其结果，从扩频码生成部11输出的扩频码被依次存储在构成扩频码保持部12的移位寄存器中。
如果来自扩频码生成部11的扩频码长度的扩频码的输出结束，则从扩频码生成部11输出的控制信号例如从0改变为1的值。
如果将该1值的控制信号同时提供给构成扩频码保持部12的所有门电路G的控制输入，则各门电路G进行切换来选择来自后级的输出，使移位寄存器的移位动作停止。这样，使扩频码长度的扩频码保持在扩频码保持部12中。
然后，此时存储在移位寄存器的各个级中的扩频码长度(例如256码片)的扩频码被并行取出，作为抽头系数C0、C1、C2、…、Cn-2、Cn-1、Cn提供给图9的抽头运算部14。
另一方面，由各个量化成m比特(m为m≥1的整数)的样本组成的接收信号被以扩频码的码片速度的M(M≥1的整数)倍的过采样速度进行过采样，并时序地输入到接收信号保持部13，依次存储与扩频码长度的M倍相当的代码长度的接收信号样本。在本例中，为简化说明，说明接收信号的过采样数(样本数/码片数)M＝2的情况。此外，设量化比特数m例如为6比特。
图11是表示图9所示的接收信号保持部13的详细结构的方框图。参照图11，接收信号保持部13是级数((扩频码长度×过采样数)-1)的(例如如果扩频码长度为256码片，则为511级)6比特寄存器T组成的移位寄存器，依次存储时序地输入的接收信号的各6比特的样本(例如511个样本)。
在某个定时时，在作为移位寄存器的接收信号保持部13中存储的上述样本数的接收信号序列中，并行取出从初级的寄存器起每隔一级的(奇数级)各寄存器中保持的样本(例如，511级的移位寄存器情况下，256个样本)，作为抽头输出R0、R1、…、Rn-1、Rn提供给图9的抽头运算部14。
扩频码保持部12提供的抽头系数C0、C1、…、Cn-1、Cn、接收信号保持部13提供的抽头输出R0、R1、…、Rn-1、Rn由抽头运算部14将对应的抽头系数和抽头输出相乘，将其乘法运算结术果X0、X1、…、Xn提供给加法部15。
所有的乘法运算结果由加法部15相加，其总和作为该定时中的相关值被输出。
在下个定时中接收信号序列的下个6比特样本被输入到接收信号保持部13，使图11的各级中保持的样本移动到下级。在该定时中，移位寄存器的奇数级的寄存器中保持的样本(抽头输出)和扩频码保持部12中存储的扩频码长度的码片(抽头系数)在抽头运算部14中如上所述地相乘，由加法部15计算其结果的总和，作为该定时中的相关值输出被输出。
将该相关值输出例如提供给未图示的循环积分部进行平均，检测出其结果所得的相关值峰值例如用于获得发送机端的扩频码序列的初期同步。
于是，在图9的数字匹配滤波器10中，输入到构成接收信号保持部13的移位寄存器中的接收信号样本作为每隔一级抽头输出而成为相关值计算的对象，但每次输入后续的样本而使各级的样本移位时都进行相关值计算运算，所以过采样的输入信号的所有样本变为相关值计算运算的对象。
再有，扩频码保持部12中存储的扩频码的码片数不必一定是与1周期的扩频码长度相当的码片数也可以。即，即使是1周期的一部分的扩频码，通过与该码片数对应的接收信号样本的运算，可进行相关值的计算。
但是，作为抽头运算部14中的抽头系数和抽头输出的乘法运算的一形态，已知以下方法不使用乘法器，根据扩频码(抽头系数)的值，通过控制接收信号样本(抽头输出)的极性来获得乘法运算输出。有关这样的方法，例如披露于(日本)特开平10-285079号公报。
即，扩频码序列通常是1比特代码组成的信号序列，在进行乘法运算时，将2进制的0改写为10进制的1来进行乘法运算，将2进制的1改写为10进制的-1来进行乘法运算。因此，在扩频码(抽头系数)为0时，将m比特的接收信号样本(抽头输出)作为乘法运算结果原封不动地提供给加法部。
另一方面，在扩频码(抽头系数)为1时，使m比特的接收信号样本极性反向。一般地，在将用2的补数表示的数的正负极性反向的情况下，进行将该数的所有比特反向后的数与1相加的处理。换句话说，仅使样本的所有比特反向所得的值变为比原来的反向值小1的值。因此，在抽头系数为1时，将m比特的样本的反向值的最低位比特相加1进位所得的值作为乘法运算结果提供给加法部。
图12是表示通过这样的极性反向控制来实现抽头系数和抽头输出的乘法运算的抽头运算部14的结构方框图。
参照图12，抽头运算部14包括以每个对应的抽头系数C和抽头输出R设置的、多个(例如256个)代码控制部14-0、14-1、…、14-n。
这些代码控制部都具有相同的结构，包括反向器INV、+1加法器ADD、以及选择器SEL。
例如，如果着眼于代码控制部14-0，则6比特的接收信号样本(抽头输出)被提供给选择器SEL的一个输入，同时通过反向器INV使所有比特反向。由+1加法器ADD在反向后的抽头输出的最低位上相加+1，提供给选择器SEL的另一输入。
在将对应的1比特的扩频码(抽头系数)提供给选择器SEL的控制输入，使扩频码为0时，选择提供给选择器SEL的一个输入的原来的(不反向)6比特抽头输出作为乘法运算结果X0输出。
另一方面，在扩频码为1时，选择提供给选择器SEL的另一个输入的反向后相加+1所得的抽头输出作为乘法运算结果X0输出。
剩余的代码控制部14-1～14-n也同样动作，输出乘法运算结果X1～Xn。这些输出X0～Xn通过图9的加法部15来计算其总和，作为相关值输出来供给。
如以上，在上述现有的数字匹配滤波器中，将接收信号序列输入到与扩频码长度实质上成正比的级数(例如，在图11的例中，为((扩频码长度×过采样数)-1)的级数)的移位寄存器，通过以每个对应的抽头输出和抽头系数设置的多个代码控制部来进行其中的奇数级的寄存器输出(抽头输出)和对应的码片数(扩频码长度)的扩频码(抽头系数)的乘法运算。
因此，如果扩频码长度增大，则作为运算对象的抽头系数和抽头输出的数目也增大。因此，图12所示的抽头运算部14中设置的代码控制部的数目也增大，存在数字匹配滤波器的电路规模变大的问题。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供可降低电路规模的数字匹配滤波器和使用这样的数字匹配滤波器的携带无线终端。
本发明的一个方面提供数字匹配滤波器，用于对于发送端实施扩频处理的接收信号序列进行接收端的解扩处理，接收信号序列分别由规定数的比特组成的样本构成。数字匹配滤波器包括接收信号保持部、扩频码供给部、以及相关值运算部。接收信号保持部将构成时序地输入的接收信号序列的样本依次保持规定数。扩频码供给部供给用于解扩处理的扩频码序列。相关值运算部计算接收信号保持部中保持的规定数的样本的至少一部分样本和供给的扩频码序列中至少一部分样本所对应的扩频码之间的相关值。相关值运算部包括以每个对应的样本和扩频码设置的多个代码控制部、以及计算多个代码控制部的输出总和的加法部。多个代码控制部的各个代码控制部原样输出在对应的扩频码取得第1值时对应的样本，将在对应的扩频码取得与第1值不同的第2值时对应的样本的规定数的比特全部反向来输出。
相关值运算部最好还包括校正部，该校正部在与至少一部分样本对应的扩频码中，将取得第2值的代码的个数作为校正值，与加法部算出的总和相加。
校正部最好包括计数部，该计数部在与至少一部分样本对应的扩频码中，对取得第2值的代码的个数进行计数，作为校正值来供给。
供给的扩频码序列最好是固定的扩频码序列，校正部包括保持部，该保持部在与至少一部分样本对应的固定的扩频码中，将取得第2值的代码的个数作为校正值预先保持。
根据本发明的另一方面，数字无线通信的携带无线终端包括对接收数字数据进行解调的接收系统调制解调器，以及将接收系统调制解调器的接收信号进行处理并输出的信号处理装置。接收系统调制解调器包括用于对发送端实施扩频处理的接收信号序列进行接收端的解扩处理的数字匹配滤波器，接收信号序列分别由规定数的比特组成的样本构成。数字匹配滤波器包括接收信号保持部、扩频码供给部、以及相关值运算部。接收信号保持部将构成时序地输入的接收信号序列的样本依次保持规定数。扩频码供给部供给用于解扩处理的扩频码序列。相关值运算部计算接收信号保持部中保持的规定数的样本的至少一部分样本和供给的扩频码序列中至少一部分样本所对应的扩频码之间的相关值。相关值运算部包括以每个对应的样本和扩频码设置的多个代码控制部、以及计算多个代码控制部的输出总和的加法部，多个代码控制部的各个代码控制部原样输出在对应的扩频码取得第1值时对应的样本，将在对应的扩频码取得与第1值不同的第2值时对应的样本的规定数的比特全部反向来输出。
相关值运算部最好还包括校正部，该校正部在与至少一部分样本对应的扩频码中，将取得第2值的代码的个数作为校正值，与加法部算出的总和相加。
校正部最好包括计数部，该计数部在与至少一部分样本对应的扩频码中，对取得第2值的代码的个数进行计数，作为校正值来供给。
供给的扩频码序列最好是固定的扩频码序列，校正部包括保持部，该保持部在与至少一部分样本对应的固定的扩频码中，将取得第2值的代码的个数作为校正值预先保持。
如以上，根据本发明，可以简化构成相关值运算部的多个代码控制部的各个代码控制部的结构，进而可以简化数字匹配滤波器的结构。
而且根据本发明，通过对于相关值运算部的输出进行集中校正，可简化各代码控制部的结构，并且可以获得没有误差的相关值输出。
图1是表示采用本发明的数字匹配滤波器的数字无线通信的携带无线终端的整体结构的示意方框图。
图2是表示图1所示的携带无线终端装置中采用的本发明的实施例1的数字匹配滤波器的示意方框图。
图3是表示图2所示的抽头运算部16的结构方框图。
图4是表示图1所示的携带无线终端中采用的本发明的实施例2的数字匹配滤波器的示意方框图。
图5A和图5B是比较图2所示的实施例1和图4所示的实施例2的特性的图。
图6是表示以3GPP中规定的方式处理的P-SCH用的数字匹配滤波器31的结构方框图。
图7是将本发明的电路规模削减效果视觉表示的模式图。
图8是表示频谱直接扩频通信系统中的发送机和接收机的基本结构的示意方框图。
图9是表示现有的数字匹配滤波器的结构的示意方框图。
图10是表示图9所示的扩频码保持部12的结构方框图。
图11是表示图9所示的接收信号保持部13的结构方框图。
图12是表示图9所示的抽头运算部14的结构方框图。
具体实施例方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施例。再有，对于图中相同或相当的部分附以相同标号并不重复其说明。
图1是表示采用本发明的数字匹配滤波器的数字无线通信的携带无线终端的整体结构的示意方框图。
图1所示的携带无线终端大致由天线1、无线处理部2、基带处理部3、话筒和扬声器组成的话音输入输出装置4、外部存储器5、以及LCD和按钮组成的显示/输入装置6构成。
基带处理部3包括调制解调器3a、信道编解码器3b、DSP3c、CPU3d、内部存储器3e、外部接口3f、以及内部总线3g。
天线1接收的、来自未图示的基站的电波信号通过无线处理部2变换成基带信号，提供给基带处理部3。
在基带处理部3中，接收信号由调制解调器3a进行解调，进而通过信道编解码器3b进行解码并提供给DSP3c。DSP3c对接收信号进行数据处理，驱动话音输入输出装置4的扬声器，将接收信号变换成话音。
另一方面，用话音输入输出装置4的话筒输入的话音由DSP3c进行数据处理，提供给信道编解码器3b。信道编解码器3b对提供的话音信号进行编码并提供给调制解调器3a，调制解调器3a对提供的发送信号进行调制并提供给无线处理部2。无线处理部2对发送信号实施无线处理，经天线1向未图示的基站发送。
再有，在调制解调器3a、信道编解码器3b、及DSP3c中，通过内部总线3g，连接CPU3d、内部存储器3e、外部接口3f。 CPU3d根据内部存储器3e中存储的程序来控制图1的携带无线终端整体的操作。此外，外部接口3f具有作为外部存储器5和显示/输入装置6的接口功能。
图2是表示图1所示的携带无线终端中采用的本发明实施例1的数字匹配滤波器100的示意方框图。再有，图8所示的接收机65的解扩部66和解调部67一般构成图1的携带无线终端的基带处理部3的调制解调器3a内的接收系统调制解调器部(未图示)，图2所示的实施例的数字匹配滤波器100也包含该接收系统调制解调器部。
参照图2，本发明实施例1的数字匹配滤波器100包括扩频码生成部11、扩频码保持部12、接收信号保持部13、抽头运算部16、加法部17、以及校正值生成部18。
扩频码生成部11、扩频码保持部12、接收信号保持部13与参照图9至图11说明的现有的数字匹配滤波器10中的扩频码生成部11、扩频码保持部12、接收信号保持部13相同，所以这里不重复其说明。
将如图10中相关联说明的从扩频码保持部12输出的扩频码(抽头系数)C0、C1、…、Cn、以及如图11中相关联说明的从接收信号保持部13输出的接收信号样本(抽头输出)R0、R1、…、Rn提供给抽头运算部16。
图3是表示抽头运算部16的结构方框图。图3所示的抽头运算部16在以下方面不同于图12所示的现有的数字匹配滤波器10的抽头运算部14。
即，与图12的抽头运算部14同样，图3的抽头运算部16也包括以每个对应的抽头系数C和抽头输出R设置的多个(例如256个)代码控制部16-0、16-1、…、16-n。
但是，构成图3的抽头运算部16的各代码控制部包括反向器INV、以及选择器SEL，不包含构成图12的抽头运算部14的各代码控制部中包含的+1加法器ADD。即，在图3的结构中，在各代码控制部中，反向器INV的反向输出直接提供给选择器SEL的另一输入。
因此，在图3所示的各个代码控制部16-0、16-1、…、16-n中，在对应的扩频码(抽头系数)为1时，反向器INV反向后的6比特的接收信号样本(抽头输出)不进行对其最低位比特的+1的相加(进位)，而作为乘法运算结果X0、X1、…、Xn输出。
返回到图2，本发明实施例1的数字匹配滤波器100设有从扩频码生成部11接收扩频码序列和控制信号的校正值生成部18。
该校正值生成部18由计数器构成，在从扩频码生成部11输出的扩频码长度的扩频码序列中，对取得1的值的码片的数目进行计数。即，在控制信号为0的期间中，校正值生成部18按每个码片来观测从扩频码生成部11供给的扩频码，对值为1的码片数目进行计数。
然后，控制信号从0改变为1，在将扩频码长度的输出已结束的情况通知校正值生成部18后，校正值生成部18结束计数动作，保持该计数值。此时的计数值变为例如256码片的扩频码长度的扩频码序列中包含的值为1的码片总数。
在扩频码长度的扩频码序列中，取得值为1的码片数目在图3的抽头运算部16中是要反向的接收信号样本(抽头输出)的数目。在图3的抽头运算部16中，对于要反向的抽头输出也不进行+1的加法运算，所以抽头运算部16的输出X0～Xn的总和从原来的值变为较少的只为要反向的抽头输出的数、即在扩频码长度中取得值为1的码片数的值。
因此，将校正值生成部18的计数值作为校正值，除了获得抽头运算部16的输出X0～Xn的总和以外，还可以将校正后的总和作为相关值输出。
图2的加法部17具有对于从抽头运算部16输出的乘法运算结果X0～Xn的总和相加校正值生成部18计数的校正值的功能。其结果，从加法部17供给校正了误差的相关值输出。
再有，作为扩频码序列，在始终使用唯一固定的扩频码序列的情况下，即在扩频码保持部12中保持的扩频码序列为固定的已知序列的情况下，可预先知道该扩频码序列中包含的值为1的码片总数。因此，如果将该值作为校正值预先保持，在加法部17中形成相加抽头运算部16的输出X0～Xn的总和的结构，则不必设置由计数器构成的校正值生成部18。
如以上，根据本发明的实施例1，通过对于抽头运算部的输出总和进行集中的校正，从而在抽头运算部中不必设置对每个抽头输出相加+1的电路，可以简化数字匹配滤波器的电路结构。特别是在抽头输出的数目增加，在抽头运算部中需要设置多个代码控制部的情况下，本实施例更有效。
图4是表示图1所示的携带无线终端中采用的本发明实施例2的数字匹配滤波器200的示意方框图。
图4所示的实施例2的数字匹配滤波器200仅在以下方面与图2所示的实施例1的数字匹配滤波器100有所不同。
即，在图4所示的实施例2的数字匹配滤波器200中，省略在图2所示的实施例1的数字匹配滤波器100中设置的校正值生成部18，在加法部中不进行校正值的加法运算。因此，作为加法部，可使用以往例的加法部15。对于除此以外的结构来说，由于在图2和图3中进行了相关联说明，所以这里不重复说明。
在图4所示的数字匹配滤波器200中，在抽头运算部16中，如图3所示，省略+1加法器ADD，不进行对于抽头运算部16的输出X0～Xn的总和的集中校正。因此，在来自加法部15的相关值输出中，产生与抽头系数中的值为1的码片数对应的误差。
但是，在数字匹配滤波器所要求的特性上，如果这样的误差在容许的范围内，则通过省略图2的校正值生成部18，可以进一步简化数字匹配滤波器的结构。
图5A是表示通过图2的实施例1校正了相关值输出情况下的相关值输出的特性图，图5B是表示通过图4的实施例2不校正相关值情况下的相关值输出的特性图。在各特性图中，横轴是以样本数表示的时间轴，纵轴表示相关值输出电平。
从两者的比较中可理解，即使在不校正(图5B)的情况下，也可以检测相关值输出的峰值。
如以上，根据本发明的实施例2，通过省略用计数器构成的校正值生成部18，可以进一步简化数字匹配滤波器的结构。
但是，在3rd Generation Partnership Proect(3GPP)这样的项目中正在推进下一代的移动通信系统的宽频带CDMA(Wide-Band Code Division MultipleAccess)方式的标准化。
图6是表示以3GPP中规定的方式处理下行链路同步信道(P-SCHPrimarySynchronization Channel)用的数字匹配滤波器31的结构方框图。
在图2和图4所示的实施例的数字匹配滤波器中，为了简化说明，计算1系统的输入接收信号的相关值输出。
对此，在图6的例中，在接收机的解扩部(图8的66)中，P-SCH的接收信号被分成I相(同相分量)和Q相(正交分量)这两个系统，对于这两个系统分别使用图2或图4所示的本发明的数字匹配滤波器。
即，设置用于计算P-SCH的接收信号的I相分量和扩频码之间的相关值的数字匹配滤波器(I-DMF)31a，并设置用于计算P-SCH的接收信号的Q相分量和扩频码之间的相关值的数字匹配滤波器(Q-DMF)31b。
数字匹配滤波器31a和31b分别由图2至图4所示的本发明实施例的数字匹配滤波器100或200构成。数字匹配滤波器31a算出的接收信号的I相分量和扩频码之间的相关值被提供给功率加法器31c的一个输入，数字匹配滤波器31b算出的接收信号的Q相分量和扩频码之间的相关值被提供给功率加法器31c的另一个输入。功率加法器31c将I相分量和Q相分量的相关值进行集中并输出。
例如，作为数字匹配滤波器31a和31b，说明使用图2的实施例1的数字匹配滤波器100的情况。
在P-SCH中，作为扩频码，采用具有256码片的扩频码长度的Golay代码，在该Golay代码中，256码片中取得值为1的码片有120个，取得值为0的码片存在136个。即，校正值为120。
因此，在各个数字匹配滤波器31a和31b中，通过抽头运算部16(图2)原封不动地取出与扩频码(抽头系数)0对应的接收信号样本(抽头输出)，与1对应的扩频码在使所有比特反向后取出。通过加法部17(图2)，计算这些取出后的抽头输出的总和，使校正值120与该总和相加。
图7是将在图6所示P-SCH用的数字匹配滤波器中采用本发明实施例1的数字匹配滤波器情况下的电路规模削减效果视觉表示的模式图。图7(a)表示采用以往例的数字匹配滤波器10(图9)情况下的电路规模，图7(b)表示采用本发明的数字匹配滤波器100(图2)情况下的电路规模。
从图7可知，与采用现有的数字匹配滤波器的情况相比，可理解在本发明的数字匹配滤波器中可实现电路规模的削减。
再有，在上述各实施例中，将本发明应用于扩频码(抽头系数)为0时原封不动地输出接收信号样本(抽头输出)，而扩频码为1时将接收信号样本进行极性反向的情况，但本发明不限定于这种情况，例如，不用说，本发明同样也可以应用于扩频码(抽头系数)为1时原封不动地输出接收信号样本(抽头输出)，而扩频码为0时将接收信号样本进行极性反向的情况。
如以上，根据本发明，在构成抽头运算部的多个代码控制部的各个代码控制部中，通过省略对于反向过的抽头输出进行+1的加法运算，可以简化抽头运算部的结构，进而可以简化数字匹配滤波器的结构。
而且，根据本发明，通过求要相加在相关值输出上的校正值并进行对于相关值输出的集中校正，可以简化各代码控制部的结构，并且可以获得没有误差的相关值输出。
权利要求
1.一种数字匹配滤波器(100，200)，用于对在发送端实施扩频处理的接收信号序列进行接收端的解扩处理，所述接收信号序列分别由规定数的比特组成的样本构成，该数字匹配滤波器包括接收信号保持部(13)，将构成时序地输入的所述接收信号序列的所述样本依次保持规定数；扩频码供给部(11，12)，供给用于所述解扩处理的扩频码序列；以及相关值运算部(16、17、18、15)，计算所述接收信号保持部中保持的所述规定数的样本的至少一部分样本和所述供给的扩频码序列中所述至少一部分样本所对应的扩频码之间的相关值；所述相关值运算部包括多个代码控制部(16)，以每个对应的所述样本和所述扩频码来设置；以及加法部(17，15)，计算所述多个代码控制部的输出的总和；所述多个代码控制部的各个代码控制部原样输出在对应的扩频码取得第1值时对应的样本，将在对应的扩频码取得与所述第1值不同的第2值时对应的样本的所述规定数的比特全部反向来输出。
2.如权利要求1所述的数字匹配滤波器，其中，所述相关值运算部还包括校正部(18，17)，该校正部在与所述至少一部分样本对应的扩频码中，将取得所述第2值的代码的个数作为校正值，与所述加法部算出的所述总和相加。
3.如权利要求2所述的数字匹配滤波器，其中，所述校正部包括计数部(18)，该计数部在与所述至少一部分样本对应的扩频码中，对取得所述第2值的代码的个数进行计数，作为所述校正值来供给。
4.如权利要求2所述的数字匹配滤波器，其中，所述供给的扩频码序列是固定的扩频码序列，所述校正部包括保持部(17)，该保持部在与所述至少一部分样本对应的所述固定的扩频码中，将取得所述第2值的代码的个数作为所述校正值预先保持。
5.一种携带无线终端，用于数字无线通信，该携带无线终端包括接收系统调制解调器(3a)，对接收数字数据进行解调；以及信号处理装置(3)，将所述接收系统调制解调器的接收信号进行处理并输出；所述接收系统调制解调器包括用于对发送端实施扩频处理的接收信号序列进行接收端的解扩处理的数字匹配滤波器(100，200)，所述接收信号序列分别由规定数的比特组成的样本构成；所述数字匹配滤波器包括接收信号保持部(13)，将构成时序地输入的所述接收信号序列的所述样本依次保持规定数；扩频码供给部(11，12)，供给用于所述解扩处理的扩频码序列；以及相关值运算部(16、17、18、15)，计算所述接收信号保持部中保持的所述规定数的样本的至少一部分样本和所述供给的扩频码序列中所述至少一部分样本所对应的扩频码之间的相关值；所述相关值运算部包括多个代码控制部(16)，以每个对应的所述样本和所述扩频码设置；以及加法部(17，15)，计算所述多个代码控制部的输出总和；所述多个代码控制部的各个代码控制部原样输出在对应的扩频码取得第1值时对应的样本，将在对应的扩频码取得与所述第1值不同的第2值时对应的样本的所述规定数的比特全部反向来输出。
6.如权利要求5所述的携带无线终端，其中，所述相关值运算部还包括校正部(18，17)，该校正部在与所述至少一部分样本对应的扩频码中，将取得所述第2值的代码的个数作为校正值，与所述加法部算出的所述总和相加。
7.如权利要求6所述的携带无线终端，其中，所述校正部包括计数部(18)，该计数部在与所述至少一部分样本对应的扩频码中，对取得所述第2值的代码的个数进行计数，作为所述校正值来供给。
8.如权利要求6所述的携带无线终端，其中，所述供给的扩频码序列是固定的扩频码序列，所述校正部包括保持部(17)，该保持部在与所述至少一部分样本对应的所述固定的扩频码中，将取得所述第2值的代码的个数作为所述校正值预先保持。
全文摘要
数字匹配滤波器(100)包括扩频码生成部(11)、扩频码保持部(12)、接收信号保持部(13)、抽头运算部(16)、加法部(17)、以及校正值生成部(18)。从接收信号保持部(13)将抽头输出提供给抽头运算部(16)，从扩频码保持部(12)将抽头系数提供给抽头运算部(16)。在抽头运算部(16)中，以每个对应的抽头输出和抽头系数来设置代码控制部，代码控制部按照抽头系数将对应的抽头输出反向或不反向输出。将校正值生成部(18)生成的校正值与代码控制部的输出总和相加。由此校正相关值输出的误差。
文档编号H04B1/707GK1400760SQ0214152
公开日2003年3月5日 申请日期2002年7月31日 优先权日2001年7月31日
发明者后藤章二 申请人:三洋电机株式会社