专利名称：频率自动控制方法和装置以及解调装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及适用于卫星通信、移动卫星通信以及移动地面通信等的数字解调处理的频率自动控制方法和装置以及适用该装置的解调装置。
但是，存在下述问题，在收发信机的振荡电路的频率稳定性和精度不够时，若不通过利用某些处理去除该频率偏移而自动控制无线接收信号的频率，就不能高精度地推断并补偿衰减失真。
另外，移动通信是在固定站和移动站之间，或在移动站之间进行收发。从而，在2个局相对移动时，无线接收信号由多普勒变动频率偏移。因此，即使收发信机的振荡电路的稳定性和精度高，在无线接收信号的频率和基准信号的振荡频率之间也产生频率偏移。
用于补偿频率偏移的技术例如在“数字移动无线通信方法”(特开平9-93302号公报)公开。在该现有文献公开的技术是利用已知信号(导频信号)的相位变动信息去除频率偏移。
该现有技术中，从发送侧发送以每个插入周期NF插入2个符号的已知信号的无线发送信号。另一方面，在接收侧，计算出连接的2个符号的已知信号间的相位变化量，根据该计算出的相位变化量转动无线接收信号的相位。这样，从无线接收信号中去除频率偏移。
但是，在电波的传输线路存在直波和多径波混合的莱斯衰减的传输线路。此时，直波受到多普勒位移。因此，如图24(a)所示，直波的频率fn成为从振荡电路的稳定性等引起的偏移fOFST还偏离多普勒位移引起的多普勒位移量fDP部分的值。
另一方面，上述现有技术中，作为频率偏移推断2个连续符号的已知信号间的相位变化量。此时求出的频率偏移相当于接收机侧的振荡频率f0和直波频率fD之差。即，上述现有技术中，如图24(b)所示，进行使直波频率fD与振荡频率f0几乎一致的频率控制。此时，多普勒扩展的中心频率fM从振荡频率f0偏移多普勒位移量fDP部分。从而，多普勒扩展成为表面扩展的状态，相当于多普勒扩展的端的频率与振荡频率f0有较大偏移。所以不能较好补偿频率偏移。因此，解调无线接收信号之后的误比特率特性(以下，称为“BER”特性)会恶化。
另外，本发明的另一目的在于提供一种通过适用上述频率自动控制装置，可以提高解调精度的解调装置。
用于实现上述目的的本发明是通过补偿周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号的频率偏移，控制上述无线接收信号的频率的频率自动控制方法中，根据包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率和上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率，根据该2个频率，补偿上述无线接收信号的频率偏移。
该结构中，通过根据直波频率补偿频率偏移，可以充分确保频率偏移的补偿范围，而且，通过根据多普勒扩展的中心频率补偿频率偏移，可以确保较好的BER特性。即，可以同时确保充分的频率偏移补偿范围和良好的BER特性。
另外，通过将以上结构适用于解调装置，可以对良好去除频率偏移的无线接收信号进行解调处理。从而，可以提高解调质量。
图2是表示脉冲串信号的格式的图。
图3是说明解调处理的流程图。
图4是说明频率偏移的推断时间的图。
图5是说明频率偏移推断处理的流程图。
图6是表示BER特性的曲线图。
图7是说明第1频率偏移推断处理的流程图。
图8是说明第2频率偏移推断处理的流程图。
图9是说明第2频率偏移推断处理的概念图。
图10是说明基于实施例1的BER的曲线图。
图11是说明本发明实施例2的第1频率偏移推断处理的流程图。
图12是说明本发明实施例3的第2频率偏移推断处理的流程图。
图13是说明本发明实施例4的第2频率偏移推断处理的流程图。
图14是说明本发明实施例5的第1频率偏移推断处理的流程图。
图15是说明本发明实施例6的第1频率偏移推断处理的流程图。
图16是说明本发明实施例7的频率偏移推断处理的流程图。
图17是说明本发明实施例8的解调处理的流程图。
图18是说明本发明实施例9的解调处理的流程图。
图19是说明本发明实施例10的解调处理的流程图。
图20是说明第1AFC处理的流程图。
图21是说明第2AFC处理的流程图。
图22是说明本发明实施例11的解调处理的流程图。
图23是说明本发明实施例12的解调处理的流程图。
图24是说明频率偏移推断范围、推断精度以及频率偏移候补的关系的概念图。
实施发明的最佳例以下，根据附图具体说明本发明的实施例。
具体说来，作为该无线通信系统可以适用卫星通信系统、移动卫星通信系统和移动地面通信系统。卫星通信系统中，发送机1和接收机10适用于在地面上的不同位置配置的地面站。移动卫星通信系统中，发送机1适用于设置在地面上的地面站和移动站中的一个，接收机10适用于上述2个站中与发送机1相反的另一站。移动地面通信系统中，发送机1适用于基站和移动站中的一个，接收机10适用于上述2个站中与发送机1相反的另一站。
另外，作为移动卫星通信系统的移动站可以适用单模式或双模式的卫星便携式电话等。作为移动地面通信的移动站可以适用便携式电话等。
该通信系统以TDMA(Time Division Multiple Access)为通信方式。从而，发送机1向接收机10无线发送与规定时隙同步的脉冲串信号。接收机10解调接收的脉冲串信号，去除频率偏移之后，恢复成原来的信号。
发送机1具有已知信号插入电路2、调制电路3和发送电路4。已知信号插入电路2在应发送的信息信号周期插入已知信号，生成调制前的脉冲串信号。具体说来，如图2(a)所示，已知信号插入电路2对(NF-NP)符号的信息在每个NF符号周期插入连续NP符号的已知信号序列(以下称为“已知信号组”)。NP为大于2的整数(NP≥2)。另外，用(kNF+i)Ts表示插入已知信号的时刻。在此，k表示已知信号的插入顺序。i为大于0、小于(NP-1)的值(0≤i≤NP-1)。TS为符号周期。
已知信号插入电路2将调制前的脉冲串信号提供给调制电路3。调制电路3调制该调制前的脉冲串信号，并输出调制后的脉冲串信号。调制电路3将该已调制的脉冲串信号与规定时隙同步地提供给发送电路4。具体说来，如图2(b)所示，调制电路3将脉冲串信号B、B+1、B+2、B+3、…与规定时隙S1、S2、S3、S4、…同步地提供给发送电路4。发送电路4将该脉冲串信号与电波重叠地发送给接收机10。
接收机10包括接收电路11和解调电路12。接收电路11由放大器和变频器等构成，将作为无线接收信号的接收脉冲串信号的频率变换成中间频率并作为接收IF信号输出。解调装置12利用准同步检波解调接收电路11输出的接收IF信号，恢复成原来的信息信号。具体说来，解调装置12具有变频电路21、2个A/D(Analog/Digital)变换电路25a、25b和、作为频率自动控制装置或数字信号处理装置的DSP(Digital Signal Processor)26，通过DSP26进行数字解调处理，恢复成原来的信息信号。
变频电路21将周期含有多个已知信号的接收IF信号变换为模拟基带信号，包括1个振荡电路22、2个乘法电路23a、23b和π/2相移电路24。振荡电路22产生预定振荡频率的局部振荡信号。在振荡电路22产生的局部振荡信号分别输入到2个乘法电路23a、23b。此时，在I信道的乘法电路23a经π/2相移电路24输入局部振荡信号。π/2相移电路24将局部振荡信号的相位相移π/2。从而，在各乘法电路23a、23b输入相位相互偏离π/2的局部振荡信号。
乘法电路23a、23b分别混合接收IF信号和局部振荡信号。其结果，生成I信道和Q信道的模拟基带信号。将该生成的各模拟基带信号分别提供给A/D变换电路25a、25b。A/D变换电路25a、25b将各模拟基带信号分别变换为I信道和Q信道的数字基带信号。分别将各数字基带信号提供给DSP26。
DSP26将由该A/D变换电路25a、25b生成的数字基带信号作为输入，基于该输入的数字基带信号所含的各已知信号的失真量，推断直波频率和多普勒扩展的中心频率，基于该2个频率补偿率偏移。这样，DSP26自动控制数字基带信号的频率。而且，DSP26通过从频率偏移补偿后的数字基带信号去除衰减失真，之后解调数字基带信号，恢复原来的信息信号。
具体说来，DSP26具有由ROM等构成的存储部26a。在存储部26a存储作为计算机程序的解调处理程序。DSP26通过执行在存储部26a存储的解调处理程序，实现推断上述2个频率、补偿频率偏移、补偿衰减失真以及解调等一系列解调处理。
图3是说明DSP26执行的解调处理的流程图。DSP26对从A/D变换电路25a、25b提供的数字基带信号进行波形整形处理等滤波处理(步骤S1)。这样，DSP26从数字基带信号中去除大于规定截止频率的噪声分量等高频分量。
接着，DSP26进行奈奎斯特点检测处理(步骤S2)。具体说来，DSP26通过检测数字基带信号的奈奎斯特点，得到对应奈奎斯特点的数字基带信号r(kNF+i)另外，与奈奎斯特点对应的数字基带信号r(kNF+i)表示为下式(1)。下式(1)中，c(kNF+i)为衰减引起的失真量。另外，A为信号振幅，b(kNF+i)为符号值。n(kNF+i)为高斯噪声。r(kNF+i)＝Ac(kNF+i)b(kNF+i)+n(kNF+i) …(1)接着，DSP26进行频率自动控制处理(步骤S3～S5)。频率自动控制处理是推断以振荡电路22的振荡频率f0为基准的频率偏移，通过从数字基带信号r(kNF+i)中去除该推断的频率偏移，自动控制数字基带信号r(kNF+i)的频率的处理。换言之，DSP26根据与无线接收信号对应的数字基带信号周期地包含的多个已知信号的失真量，推断直波频率和多普勒扩展的中心频率，通过根据该2个频率补偿数字基带信号r(kNF+i)的频率偏移，自动控制数字基带信号r(kNF+i)的频率。
另外，换言之，DSP26从根据与无线接收信号对应的数字基带信号r(kNF+i)周期所含的多个已知信号的失真量而推断的直波频率和多普勒扩展的中心频率推断数字基带信号r(kNF+i)的频率偏移，通过从数字基带信号r(kNF+i)中去除该推断的频率偏移，自动控制数字基带信号r(kNF+i)的频率。
具体说明频率自动控制处理，DSP26首先执行频率偏移推断处理(步骤S3)。具体说来，DSP26基于数字基带信号r(kNF+i)，作为频率偏移推断出相当于1符号间的相位转动量的相位差θS(mLNF)。更具体说来，DSP26根据在数字基带信号r(kNF+i)所含的多个已知信号的失真量，在每个推断周期T(＝LNFTS)访问的推断时刻mT(m为自然数)(参考图4)求出作为频率偏移的相位差θs(mLNF)。
接着，DSP26以1符号周期Ts，对该求出的相位差θS(mLNF)进行积分处理(步骤S4)。具体说来，如下式(2)所示，DSP26以每个符号周期Ts循环相加相位差θS(mLNF)。这样，DSP26得到累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)。下式(2)中，l相当于与已知信号组一一对应的识别号，其值大于0、小于(L-1)(0≤l≤L-1)。另外，L为在推断周期T内包含的已知信号组的个数。θ((m-l)LNF+lNF+i)＝θ((m-l)LNF+lNF+i-l)+θS(mLNF)…(2)接着，DSP26根据该累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)进行从数字基带信号r(kNF+i)去除频率偏移的频率偏移去除处理(步骤S5)。具体说来，DSP26将数字基带信号r(kNF+i)的相位向逆方向转动与累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)量相当的部分。这样，可以从数字基带信号r(kNF+i)中去除频率偏移。即，如下式(3)所示，DSP26得到去除了频率偏移的数字基带信号rR(kNF+i)。这样，DSP26自动控制数字基带信号的频率。
rR(kNF+i)=rR((m-l)LNF+lNF+i)…(3)＝r((m-l)LNF+lNF+i)exp[-jθ((m-l)LNF+lNF+i)
接着，DSP26进行从数字基带信号rR(kNF+i)推断并去除衰减失真的衰减失真补偿处理(步骤S6)。具体说来，DSP26从数字基带信号rR(kNF+i)中抽取NP符号的已知信号。另外，已经从该抽取的已知信号去除了发送机1和接收机10引起的频率偏移。
DSP26根据该抽取的NF符号的已知信号检测衰减失真。DSP26根据该检测的衰减失真，进行高斯补插和维纳补插等补插处理。这样，DSP26推断信息信号的衰减失真。并且，DSP26去除推断的衰减失真。这样，DSP26进行数字基带信号rR(kNF+i)的衰减补偿。
之后，DSP26进行数据判断处理(步骤S7)。具体说来，DSP26从该衰减补偿的数字基带信号判断原来的信息信号。这样，完成解调处理。
图5是说明频率偏移推断处理的流程图。该频率偏移推断处理包括第1频率偏移推断处理和第2频率偏移推断处理。即，DSP26通过组合第1频率偏移推断处理和第2频率偏移推断处理，推断频率偏移。
第1频率偏移推断处理是作为第1频率偏移推断无线接收信号中的直波频率的处理。第2频率偏移推断处理是作为第2频率偏移推断无线接收信号中的多普勒扩展的中心频率的处理。DSP26从这些2个频率偏移推断处理推断的第1和第2频率偏移推断最终的频率偏移。
像这样组合2个频率偏移推断处理的理由如下。如在“技术背景”项中所述，作为频率偏移补偿直波频率fD的情况下，如图24(b)所示，多普勒扩展还进一步扩展，BER特性恶化。另一方面，在作为频率偏移补偿多普勒扩展的中心频率fM时，如图24(c)所示，直波具有相当于多普勒位移量fDP的频率偏移，但多普勒扩展是仍是原来的扩展。因此，BER特性比将直波频率fD作为频率偏移时恶化小。
图6是表示BER特性的曲线图。从该曲线图可知，在用比直波频率fD更接近多普勒扩展的中心频率fM的频率进行补偿将BER特性恶化抑制到最小的意义上，可知是最佳频率偏移。即，从防止BER特性恶化的观点，希望不是以直波频率fD，而是以多普勒扩展的中心频率fM为频率偏移。
另一方面，在作为频率偏移补偿多普勒扩展的中心频率fM时，可以抑制BER特性的恶化，但有频率偏移补偿范围相对窄的问题。与此不同，在作为频率偏移补偿直波频率fD时，可以确保相对宽的频率偏移补偿范围。
具体说来，一般在某个时间Δt内相位转动Δθ时，则频率偏移Δf可表示为下式(4)。Δf=12πΔθΔt…(4)]]>在使用已知信号间的相位转动量推断该频率偏移Δf时，可以表示为下式(5)。下式(5)中，ΔθP表示已知信号间的相位转动量。另外，Rs(Symbol/s)表示信号的发送速度。Δf=12πΔθΔt=12πRrNFΔθP…(5)]]>由于相位转动量ΔθP的检测范围为-π≤ΔθP≤π，所以结果，频率偏移Δf的可推断范围如下式(6)所示。-Rs2NF≤Δf≤Rs2NF…(6)]]>推断直波频率fD时，由于利用邻接的已知信号间的相位转动量，所以与上述(6)式中NF＝1时等价。即，第1频率偏移推断处理的频率偏移推断范围fDET1为大于-RS/2、小于RS/2。
另外，在推断多普勒扩展的中心频率fM时，由于利用在每个NF符号插入的已知信号组间的相位转动量，该频率偏移推断范围fDET2为与上式(6)所示范围相同。即，第2频率偏移推断处理的频率偏移推断范围fDET2为大于-RS/2NF、小于RS/2NF。
像这样，可知第1频率偏移推断处理的频率偏移推断范围fDET1为第2频率偏移推断处理的频率偏移推断范围fDET2的NF倍。即，第1频率偏移推断处理中，可以在相对宽的频率偏移推断范围fDET1推断频率偏移。
通过上述，该实施例1中，通过推断直波频率fD和多普勒扩展的中心频率fM，并将该2个频率fD、fM用于频率偏移补偿，可以确保充分的频率偏移补偿范围，并可以抑制BER特性恶化。
以下，具体说明频率偏移推断处理。首先，DSP26进行失真量检测处理(步骤T1)。失真量检测处理是基于已知信号，以符号单位检测传送线路的失真量的处理。即，如下式(7)所示，DSP26基于数字基带信号r(kNF+i)所含的NP符号的已知信号组，对该已知信号组的各符号检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)。此时，传送线路的失真量cEPi(kNF+i)相当于数字基带信号r(kNF+i)的振幅和相位的失真量。另外，下式(7)中，bP为已知信号的符号值。cEPi(kNF+i)=r(kNF+i)bp=Ac(kNF+i)+n(kNF+i)bp…(7)]]>接着，DSP26基于检测的传送线路的失真量cEPi(kNF+i)，进行第1频率偏移推断处理(步骤T2)。具体说来，DSP26根据传送线路的失真量cEPi(KNF+i)，作为第1频率偏移推断直波频率。更具体说来，DSP26根据传送线路的失真量cEPi(kNF+i)中邻接的已知信号间的失真量cEPi(kNF+i)，作为第1频率偏移推断相当于邻接的已知信号间的相位转动量的相位差θEP1(mLNF)。
接着，DSP26进行根据该推断的相位差θEP1(mLNF)从上述各已知信号的失真量去除第1频率偏移的频率偏移去除处理(步骤T3)。具体说来，如下式(8)所示，DSP26通过将上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)的相位转动相位差θEP1(mLNF)来补偿相位。这样，DSP26得到去除了第1频率偏移的失真量cEPl(kNF+i)。cEP1(kNF+i)＝cEPi(kNF+i)exp[-jθ(kNF+i)]θ(kNF+i)＝θ(kNF+i-l)+θEP1(mLNF) …(8)接着，DSP26进行第2频率偏移推断处理(步骤T4)。具体说来，DSP26根据去除第1频率偏移后的失真量cEP1(kNF+i)，推断第2频率偏移。更具体说来，DSP26根据去除第1频率偏移后的失真量cEP1(kNF+i)中的周期插入的已知信号间的失真量，作为第2频率偏移推断相当于1符号间的相位转动量的相位差θEP2(mLNF)。
接着，DSP26进行相位合成处理(步骤T5)。具体说来，如下式(9)所示，DSP26通过合成上述2个相位差θEP1(mLNF)和θEP2(mLNF)，推断作为最终频率偏移的相位差θS(mLNF)。θS(mLNF)＝θEP1(mLNF+θEP2(mLNF) …(9)图7是更具体说明第1频率偏移推断处理的流程图。首先，DSP26进行相位差矢量运算处理(步骤U1)。具体说来，DSP26基于上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)，求出相位差矢量DEP(kNF)。更具体说来，如下式(10)所示，DSP26基于传送线路的失真量cEPi(kNF+i)中的任一已知信号组内的邻接的已知信号间的失真量，求出相位差矢量cEPi(kNF+i)。下式(10)中，i相当于与已知信号一一对应的识别号，其值大于0、小于(NP-2)(0≤i≤NP-2)。另外，*表示共轭复数。DEP(kNF)=Σi=0NP-2CEP(i+1)(kNF+i+1)cEPi*(kNF+i)…(10)]]>接着，DSP26进行相位差矢量平均处理(步骤U2)。具体说来，DSP26平均整个推断期间T的任一已知信号组的相位差矢量DEP(kNF)，求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)。
更具体说来，DSP26在推断时刻(m-1)T至推断时刻mT的推断期间T收集已知信号组的相位差矢量DEP(kNF)(参考图4)。在测定期间T内的已知信号组的个数为L时，DSP26得到L个相位差矢量DEP((m-l)T+lNF)。另外，l相当于与已知信号组一一对应的识别号，其值大于0、小于(L-1)(0≤l≤L-1)。接着，如下式(11)所示，DSP26通过平均上述收集的L个相位差矢量DEP((m-l)LNF+lNF)，求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)。DEPA(mLNF)=Σl=0L-1DEP((m-1)LNF+lNF)…(11)]]>接着，DSP26进行相位差运算处理(步骤U3)。具体说来，如下式(12)所示，DSP26基于平均相位差矢量DFPA(mLNF)求出相位差θEP1(mLNF)。这样，在比第2频率偏移推断处理的频率偏移推断范围fDET2更宽的频率偏移推断范围fDET1内推断相当于直波频率的第1频率偏移。θEP1(mLNF)=tan-1Im[DEPA(mLNF)]Re[DEPA(mLNF)]…(12)]]>图8是说明第2频率偏移推断处理的流程图。首先，DSP26进行失真量平均处理(步骤V1)。具体说来，DSP26对去除第1频率偏移的已知信号组的传送线路的失真量CEP1(kNF+i)(0≤i≤NP-1)进行平均处理，求出平均失真量CEP(kNF)。
更具体说来，如下式(13)所示，DSP26相加与任一已知信号组内的各符号对应的失真量cEP1(kNF+i)，用已知信号组内的已知信号的符号数NP除该相加值。这样，DSP26得到排除噪声等的1个已知信号组的传送线路的平均失真量cEP(kNF)。cEP(kNF)=1NpΣi=0Np-1cEP1(kNF+i)…(13)]]>接着，DSP26根据该平均失真量cEP(kNF)进行组间离散付里叶变换(DFT)处理(步骤V2)。具体说来，DSP26通过对推断期间T(＝LNFTS)内的L个已知信号组的传送线路的平均失真量cEP((m+l)NF)(0≤l≤L-1)进行DFT处理，分别求出与多个频率偏移候补nΔfRES对应的信号功率Pf(n)。
更具体说来，DSP26在频率偏移推断范围fDET2内，如图9(a)的“○”所示，求出与在每个规定推断精度ΔfRES设定的多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。在此，如上述，上述频率偏移推断范围fDET2由已知信号的插入周期NF确定，若使用推断精度ΔfRES，表示为大于-MΔfRES、小于MΔfRES的范围。另外，上述M为常数，可用下式(14)近似表示。M≈Rs2NFΔfRES…(14)]]>DSP26在频率偏移推断范围fDET2内，将上述平均失真量cEP((m+l)NF)的相位转动与各频率偏移候补nΔfRES分别对应的相位量。接着，DSP26矢量合成相位转动后的平均失真量cEP((m+l)NF)。这样，如图9(b)的箭头所示，DSP26得到与多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。
用下式(15)综合以上处理。下式(15)中，Rs为信号的传送速率，n为大于-(M+W)、小于(M+W)的值。另外，W为表示后述的频率窗口的频带的参数。Pf(n)=|Σl=0L-1cEP((m+1)NF)exp(-j2πlNFnΔfRESRs)|2…(15)]]>接着，DSP26进行窗口功率运算处理(步骤V3)。具体说来，DSP26求出与具有规定频带的频率窗口一一对应的窗口功率Ef(n)。频率窗口的频带为例如推断精度ΔfRES的2W倍。W设定为对应于传输线路的衰减状况，例如设定为多普勒扩展的2倍左右。如下式(16)所示，DSP26通过相加在该频率窗口内存在的频率偏移候补nΔfRES的信号功率Pf(n)，求出与该频率窗口对应的窗口功率Ef(n)。下式(16)中，n为大于-M、小于M的值。Ef(n)=Σk=-WWPF(n+k)…(16)]]>像这样，通过使用频率窗口平滑信号功率Pf(n)，在与多个频率偏移候补nΔfRES对应的各窗口功率Ef(n)中，如图9(c)所示，相当于多普勒扩展的中心频率的频率偏移候补nΔfRES的窗口功率Ef(n)成为最大。
接着，DSP26进行最大值检测处理(步骤V4)。具体说来，如下式(17)所示，DSP26检测所有窗口功率Ef(n)中的最大值，作为第2频率偏移推断对应于该最大值的频率偏移候补nΔfRES。即，DSP26作为第2频率偏移推断多普勒扩展的中心频率。fOFST＝nMAXΔfRESEf(nMAX)=Maxn[Ef(n)]…(17)]]>接着，DSP26进行相位差运算处理(步骤V5)。具体说来，如下式(18)所示，DSP26根据上述推断的第2频率偏移，求出1符号间的相位差θEP2(mLNF)。这样，得到与多普勒扩展的中心频率对应的相位差θEP2(mLNF)。θEP2(mLNF)=fOFST×2πRs…(18)]]>如上所述，根据该实施例1，推断直波频率和多普勒扩展的中心频率而推断最终频率偏移。从而，可以确保充分的频率偏移补偿范围，而且，可以实现良好的BER特性。即，可以同时确保充分的频率偏移补偿范围和实现良好的BER特性。因此，在莱斯衰减的环境下，也可以很好地进行衰减失真的补偿。因此，可以高质量地恢复原来的数据。从而，可以提高对接收机用户的服务。
图10是表示本实施例1的频率偏移推断特性的曲线图。图中，“○”如该实施例1，表示将直波频率和多普勒扩展的中心频率的合成值作为频率偏移时的BER。另外，“Δ”表示只将直波频率作为频率偏移时的BER。“□”表示只将多普勒扩展的中心频率作为频率偏移时的BER。
如从该曲线图可知，实施例1的BER特性与只将直波频率作为频率偏移的情况相比，示出较好的BER特性，与只将多普勒扩展的中心频率作为频率偏移的情况相比，实现宽的频率偏移补偿范围。
另外，根据上述实施例1，通过对每个推断精度ΔfRES设定频率偏移候补nΔfRES，求出与各频率偏移候补nΔfRES对应的信号功率Pf(n)，使用频率窗口平滑信号功率Pf(n)，推断第2频率偏移。从而，例如通过设置小的推断精度ΔfRES，可以提高第2频率偏移的推断精度。因此，可以实现更好的BER特性。
上述实施例1中，从平均相位差矢量DEPA(mLNF)求出作为第1频率偏移的相位差θEP1(mLNF)。与此不同，该实施例2中，通过使用忘却系数λ在接收脉冲串信号间进一步平均化平均相位差矢量DEPA(mLNF)，求出作为第1频率偏移的相位差θEP1(mLNF)。这样，可以提高频率偏移的推断精度。
具体说来，DSP26求出相位差矢量DEP(mLNF)(步骤W1)，平均该相位差矢量DEP(mLNF)而求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)之后(步骤W2)，进行脉冲串间平均处理(步骤W3)。脉冲串间平均处理是在接收脉冲串信号间进一步平均化平均相位差矢量DEPA(mLNF)的处理。
更具体说来，DSP26将平均相位差矢量DEPA(mLNF)至少保持到接收到下一接收脉冲串信号为止。DSP26基于接收到该接收脉冲串信号B时的平均相位差矢量DEPA(mLNF)和接收到前一个接收脉冲串信号(B-1)时的平均相位差矢量<DEPA(mLNF)>B-1，根据下式(19)，求出平均相位差矢量<DEPA(mLNF)>B。下式(19)中，λ为忘却系数，大于0、小于1的值(0≤λ≤1)。<DEPA(mLNF)>B＝DEPA(mLNF)+λ<DEPA(mLNF)>B-1…(19)接着，DSP26基于平均相位差矢量<DEPA(mLNF)>B，进行相位差运算处理(步骤W4)。具体说来，如下式(20)所示，DSP26基于平均相位差矢量<DEPA(mLNF)>B求出相位差θEP1(mLNF)。这样，DSP26推断与直波频率对应的第1频率偏移。θEP1(mLNF)=tan-1Im[<DEPA(mLNF)>]Re[<DEPA(mLNF)>]…(20)]]>如上所述，根据该实施例2，通过使用忘却系数λ，渐渐忘记过去的平均相位差矢量DEPA(mLNF)进行平均处理。从而，在衰减状况在时间上发生变化的情况下，也可以跟踪其时间变动进行平均相位差矢量DEPA(mLNF)的平均处理。因此，可以得到更适合传送线路的状况的相位差矢量。因此，在低C/N、频率偏移在时间上变动的环境下，也可以高精度推断频率偏移。
上述实施例1中，从利用1次窗口功率运算处理求出的窗口功率Ef(n)中检测最大值Ef(nMAX)，推断第2频率偏移。与此不同，该实施例3中，使用忘却系数λ在接收脉冲串信号间平均窗口功率Ef(n)之后检测最大值，推断第2频率偏移。这样，提高频率偏移的推断精度。
具体说来，DSP26求出平均失真量cEP(kNF)(步骤X1)，通过对该平均失真量cEP(kNF)进行组间DFT处理而求出信号功率Pf(n)(步骤X2)，再从该信号功率Pf(n)求出窗口功率Ef(n)之后(步骤X3)，进行窗口功率平均处理(步骤X4)。
具体说来，DSP26将窗口功率Ef(n)至少保持到接收到下一接收脉冲串信号为止。DSP26基于接收到该接收脉冲串信号B时的窗口功率Ef(n)和接收到前一个接收脉冲串信号(B-1)时的平均窗口功率<Ef(n)>B-1，根据下式(21)，求出平均窗口功率<Ef(n)>B。下式(21)中，λ为忘却系数，大于0、小于1的值(0≤λ≤1)。<Ef(n)>B＝Ef(n)λ<Ef(n)>B-1…(21)如下式(22)所示，DSP26从该求出的平均窗口功率<Ef(n)>B中检测出平均窗口功率的最大值<Er(nMAX)>B(步骤X5)。<Ef(nMAX)>B=Maxn[<Ef(n)>B]…(22)]]>接着，DSP26作为第2频率偏移推断与对应该最大值<Ef(nMAX)>B的频率偏移候补nΔfRES对应的相位差θEP2(mLNF)(步骤X6)。
如上所述，根据该实施例3，通过使用忘却系数λ，渐渐忘记过去的窗口功率进行平均处理。从而，在衰减状况在时间上发生变化的情况下，也可以跟踪其时间变动而进行窗口功率的平均处理。因此，可以得到更适合传送线路的状况的窗口功率。因此，在低C/N、频率偏移在时间上变动的环境下，也可以高精度地推断频率偏移。
上述实施例3中，通过平均窗口功率Ef(n)，去除噪声影响，进一步提高第2频率偏移的推断精度。另一方面，通过去除噪声影响而提高第2频率偏移的推断精度也可以通过平均信号功率Pf(n)来实现。因此，该实施例4中，通过在接收脉冲串信号间平均信号功率Pf(n)，去除噪声的影响，进一步提高第2频率偏移的推断精度。
具体说来，DSP26求出平均失真量cEPA(kNF)(步骤Y1)，通过对该平均失真量cEPA(kNF)进行DFT处理而求出信号功率Pf(n)之后(步骤Y2)，进行信号功率平均处理(步骤Y3)。具体说来，DSP26将信号功率Pf(n)至少保持到接收到下一接收脉冲信号为止。DSP26基于接收到该接收脉冲串信号B时的信号功率Pf(n)和接收到前一个接收脉冲串信号(B-1)时的平均信号功率<Pf(n)>B-1，根据下式(23)，求出平均信号功率<Pf(n)>B。下式(23)中，λ为忘却系数，大于0、小于1的值(0≤λ≤1)。<Pf(n)>B＝Pf(n)+λ<Pf(n)>B-1…(23)接着，DSP26根据该求出的平均信号功率<Pf(n)>B求出窗口功率Ef(n)之后(步骤Y4)，检测窗口功率的最大值Ef(nMAX)(步骤Y5)，作为第2频率偏移推断与对应该最大值Ef(nMAX)的频率偏移候补nΔfRES对应的相位差θEP2(mLNF)(步骤Y6)。
如上所述，根据该实施例4，通过使用忘却系数λ，渐渐忘记过去的信号功率Pf(n)进行平均处理。从而，在衰减状况在时间上发生变化的情况下，也可以跟踪其时间变动进行信号功率的平均处理。因此，可以得到更适合传送线路的状况的信号功率。因此，在低C/N、频率偏移在时间上变动的环境下，也可以高精度推断频率偏移。
上述实施例1中，根据传送线路的失真量cEPi(kNF+i)，求出邻接的已知信号间的相位差矢量DEP(kNF)。与此不同，该实施例5中，通过基于传送线路的失真量cEPi(kNF+i)只求出作为邻接的已知信号间的标量的相位差信息，简化处理。
具体说来，DSP26最初进行已知信号间的相位差信息运算处理(步骤Z1)。该相位差信息运算处理是求出作为邻接的已知信号间的标量的相位差信息的处理。即，如下式(24)所示，DSP26将传送线路的失真量cEPA(kNF+i)变换为相位信息θEPi(kNF+i)，求出邻接的已知信号间的相位差信息ΔθEP(kNF)。下式(24)中，i相当于与已知信号一一对应的识别号，大于0、小于(Np-2)的值(0≤i≤NP-2)。ΔθEP(kNF)=1Np-1Σi=0NP-2(θEP1(kNF+i+1)-θEP1(kNF+i))]]>θEP1(kNF+i)=tan-1Im[cEP1(kNF+i)]Re[cEP1(kNF+i)]…(24)]]>接着，DSP26进行在1个脉冲串内平均相位差信息θEP(kNF)的平均处理(步骤Z2)。具体说来，DSP26收集从推断时刻(m-1)T至推断时刻mT的整个推断期间T的相位差信息θEP(kNF)。在推断期间T内的已知信号组数为L个时，DSP26得到L个相位差信息ΔθEP((m-l)LNF+lNF)。另外，l相当于与已知信号组一一对应的识别号，大于0、小于(L-1)的值(0≤l≤L-1)。
接着，如下式(25)所示，DSP26通过进行平均处理收集的L个相位差信息ΔθEP((m-l)LNF+lNF)，求出作为第1频率偏移的平均相位差θEP1(mLNF)。θEP1(mLNF)=1LΣl=0L-1ΔθEP((m-1)LNF+lNF)…(25)]]>如上所述，根据该实施例5，只使用相位差信息进行平均处理。从而，可以简化处理。
上述实施例1中，通过总和对传送线路的失真量cEPi(kNF+i)乘以共轭复数，求出邻接的已知信号间的相位差矢量DEP(kNF)。与此不同，该实施例6中，通过对传送线路的失真量cEPi(kNF+i)进行DFT处理，求出上述相位差矢量DEP(kNF)。
具体说来，DSP26进行符号间DFT处理(步骤R1)。具体说来，DSP26通过对传送线路的失真量cEPi(kNF+i)进行DFT处理，分别求出与多个频率偏移候补nΔfRES对应的信号功率Pf(n)。
更具体说来，如下式(26)所示，DSP26在大于-RS/2、小于RS/2的频率偏移推断范围fDET1内，将传送线路的失真量cEPi(m-l)LNF+LNF+i)的相位分别转动与各频率偏移候补nΔfRES对应的相位量。接着，DSP26矢量合成该相位转动后的失真量cEPi((m-l)LNF+LNF+i)，求出与上述频率偏移推断范围内的多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。另外，下式(26)中，n为近似大于-RS/(2ΔfRES)、小于RS/(2ΔfRES)的值。Pf1(n)=Σl=0L-1|Σi=0Np-2cEPi((m-1)LNF+lNF+i)exp(-j2πn(lNF+i)ΔfRESRS)|2…(26)]]>接着，DSP26矢量合成相位转动后的失真量cEPi((m-l)LNF+LNF+i)，得到与多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。
接着，DSP26进行窗口功率运算处理(步骤R2)。具体说来，如下式(27)所示，DSP26通过相加与具有2W1ΔfRES频带的窗口内的频率偏移候补nΔfRES对应的信号功率Pfl(n)，求出窗口功率Efl(n)。Efl(n)=Σk=-W1W1Pf1(n+k)…(27)]]>接着，DSP26进行检测窗口功率Efl(n)中的最大值Ef1(nMAX)的最大值检测处理(步骤R3)，通过根据检测的最大值Ef1(nMAX)进行相位差运算处理(步骤R4)，推断作为第1频率偏移的相位差θEPL(mLNF)。
如上所述，根据该实施例6，通过对每个推断精度ΔfRES设定频率偏移候补nΔfRES，求出与各频率偏移候补nΔfRES对应的信号功率Pf1(n)，使用频率窗口平滑信号功率Pf1(n)，推断第1频率偏移。从而，通过例如设定小的推断精度ΔfRES’可以提高第1频率偏移的推断精度。
上述实施例1至6中，根据作为第1频率偏移的相位差θEPL(mLNF)补偿传送线路的失真量cEPi(kNF+i)，从该补偿后的失真量cEPi(kNF+i)推断作为第2频率偏移的相位差θEP2(mLNF)。
在此，第1频率偏移相当于直波频率fD，该直波频率fD在多普勒扩展的中心频率fM的附近存在(参考图9(a)。从而，若将以该直波频率fD为中心的某种程度的范围作为频率偏移推断范围，可以预想在该范围内存在多普勒扩展的中心频率fM。
因此，该实施例7中，规定基于第1频率偏移推断第2频率偏移时的频率偏移推断范围。
具体说来，DSP26检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)之后(步骤Q1)，并行执行第1频率偏移推断处理和第2频率偏移推断处理。具体说来，DSP26根据上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)推断第1频率偏移。DSP26暂时保持例如该第1频率偏移。
另外，DSP26与该第1频率偏移推断处理并行进行失真量平均处理(步骤Q2)。具体说来，DSP26对上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)进行平均处理，求出平均失真量cEP(kNF)。
接着，DSP26进行DFT处理(步骤Q3～Q4)。具体说来，DSP26对推断期间T(＝LNFTS)内的L个平均失真量cEP(m+1)NF行DFT处理，求出与多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。
具体说来，DSP26根据上述第1频率偏移设定频率偏移推断范围(步骤Q3)，求出与该频率偏移推断范围内的多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)(步骤Q4)。
具体说来，DSP26对每个推断精度ΔfRES设定的频率偏移候补nΔfRES中的1个对应上述第1频率偏移。在此，将对应第1频率偏移的频率偏移候补设为NΔfRES。另外，DSP26将以该频率偏移候补NΔfRES为中心的范围，即大于(-M+N)ΔfRES、小于(M+N)ΔfRES的范围设定为频率偏移推断范围。另外M为上式(14)所示的常数。
接着，如下式(28)所示，DSP26根据与该设定的频率偏移推断范围内的各频率偏移候补ΔfRES对应的相位量，转动平均失真量cEP((m+l)NF)(0≤l≤L-1)的相位。另外，下式(28)中，n为大于(-M-W+N)、小于(M+W+N)的值。Pf(n)=|Σl=0L-1((m+1)NF)exp(-j2πlNFnΔfRESRS)|2…(28)]]>DSP26矢量合成相位转动后的平均失真量cEP((m+l)NF)。这样，DSP26求出与多个频率偏移候补nΔfRES分别对应的信号功率Pf(n)。
接着，DSP26通过在具有规定频带的频率窗口内循环相加信号功率Pf(n)求出窗口功率Ef(n)(步骤Q5)。另外，DSP26求出该窗口功率的最大值Ef(nMAX)(步骤Q6)，作为最终频率偏移推断该最大值Ef(nMAX)的频率偏移候补nΔfRES(步骤Q7)。
如上所述，根据该实施例7，设定根据第1频率偏移推断频率偏移时的频率偏移推断范围。从而，不需要第1频率偏移去除处理和相位合成处理等。因此，可以简化处理。
但是，由于在推断第1频率偏移时在较宽的频率偏移推断范围进行推断，所以可以确保充分的频率偏移补偿范围。另外，由于在推断最终频率偏移时使用多普勒扩展的中心频率，所以还可以确保良好的BER特性。因此，可以得到确保充分的频率偏移补偿范围和防止BER特性恶化的与实施例1同样的效果。
上述实施例1中，在滤波处理之后进行转动数字基带信号的相位的频率偏移去除处理。与此不同，该实施例8中，在滤波处理之前进行频率偏移去除处理。
如“技术背景”中所述，接收脉冲串信号的频率偏移是由具有发送机1和接收机10的振荡电路的稳定性引起的。特别是在使用成本低的振荡电路时，由于频率稳定性低，所以产生较大频率偏移。另外，振荡电路的频率稳定性受到温度等周围环境和电源电压变动等影响。
从而，认为最初小的频率偏移经过一段时间也会变成较大频率偏移。此时，接收脉冲串信号的频带比滤波处理的截止频率扩展到更大频带。因此，一部分接收脉冲串信号被滤波处理滤除。因此，不能很好地进行数据判断。
鉴于上述，该实施例8在滤波处理之前进行频率偏移去除处理。具体说来，该实施例8中，在滤波处理之前进行频率偏移去除处理，同时与滤波失真补偿处理和数据判断处理等一系列处理并行进行失真量检测处理、频率偏移推断处理和积分处理。
具体说来，如图17(a)所示，DSP26从A/D变换电路25a、25b提供数字基带信号时，在滤波处理之前进行频率滤波去除处理(步骤Pl)。具体说来，DSP26基于在分开进行的积分处理所求的累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)，向逆方向转动上述数字基带信号的相位。这样，得到去除了频率偏移的数字基带信号。
接着，DSP26对该数字基带信号进行滤波处理(步骤P2)，去除噪声分量等。接着，DSP26检测对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤P3)，从该数字基带信号去除滤波失真之后(步骤P4)，进行数据判断处理(步骤P5)。
另一方面，如图17(b)所示，DSP26判断是否检测出对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤N1)。在检测出奈奎斯特点时，DSP26基于对应该奈奎斯特点的数字基带信号，检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)(步骤N2)。接着，DSP26基于上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)推断与频率偏移对应的相位差θS(mLNF)(步骤N3)，通过循环相加该相位差θS(mLNF)求出累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)(步骤N4)。DSP26将该求出的累积相位差θ((m-l))LNF+lNF+i)用于步骤P1的频率偏移去除处理。
如上所述，根据该实施例8，在滤波处理之前进行频率偏移去除处理。从而，在接收脉冲串信号的频带比滤波处理的截止频率大的情况下，也不会滤除一部分接收脉冲串信号，可以去除频率偏移。因此，可以很好地进行数据判断。
上述实施例1至8是直接通过转动数字基带信号的相位来补偿频率偏移。与此不同，该实施例9中，通过改变在振荡电路22产生的局部振荡信号的频率，转动接收脉冲串信号的相位来补偿频率偏移。
具体说来，该实施例9中，对数字基带信号不是进行软件数字信号处理来去除频率偏移，而是通过控制对由VCO构成的振荡电路22的施加电压来去除频率偏移。
即，该实施例9中，如图18(a)所示，进行滤波处理(步骤M1)、奈奎斯特点检测处理(步骤M2)、滤波失真补偿处理(步骤M3)、以及数据判断处理(步骤M4)，同时如图18(b)所示，与该一系列处理并行进行失真量检测处理、频率偏移推断处理和、控制对VCO22的施加电压的VCO控制处理。
具体说来，DSP26判断是否检测出对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤L1)。在检测出奈奎斯特点时，DSP26基于对应该奈奎斯特点的数字基带信号，检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)(步骤L2)。接着，DSP26基于上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)推断频率偏移(步骤L3)。之后，DSP26将与该推断的频率偏移对应的施加电压提供给VCO22(步骤L4)。
这样，VCO22振荡具有从以前振荡频率偏移与频率偏移对应的量的振荡频率的局部振荡信号。从而，变频电路21输出去除了频率偏移的模拟基带信号。因此，可以实现良好的频率偏移补偿。
如上所述，根据该实施例9，通过调制在VCO22产生的局部振荡信号的频率来从接收IF信号去除频率偏移。即，在DSP26进行的滤波处理之前去除频率偏移。从而，与上述实施例8同样，在接收脉冲串信号的频带扩展到大于滤波处理的截止频率的频带的情况下，也不会滤除一部分接收脉冲串信号，可以去除频率偏移。因此，可以很好地进行数据判断。
上述实施例1中，合成第1频率偏移和第2频率偏移推断最终频率偏移，通过对应该频率偏移进行频率偏移补偿，自动控制数字基带信号的频率。与此不同，该实施例10中，对数字基带信号进行对应第1频率偏移的频率偏移补偿之后，通过再对该补偿后的数字基带信号进行对应第2频率偏移的频率偏移补偿，自动控制数字基带信号的频率。
具体说来，DSP26对数字基带信号进行规定滤波处理之后(步骤K1)，检测对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤K2)。接着，DSP26将该数字基带信号作为对象进行第1频率自动控制处理(以下，称为“第1AFC处理”)之后(步骤K3)，将该第1AFC处理后的数字基带信号作为对象进行第2频率自动控制处理(以下，称为“第2AFC处理”)(步骤K4)。接着，DSP26通过对第2AFC处理后的数字基带信号进行滤波失真补偿处理(步骤K5)，进行数据判断处理(步骤K6)，恢复对应原来的信息信号的数据。
图20是说明第1AFC处理的流程图。DSP26按符号检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)之后(步骤J1)，进行第1频率偏移推断处理(步骤J2)。第1频率偏移推断处理是与上述实施例1等相同的处理，通过该处理，DSP26推断作为相当于1符号间的相位转动量的第1频率偏移的相位差θEP1(mLNF)。
接着，DSP26进行循环相加相位差θEP1(mLNF)的积分处理(步骤J3)，得到累积相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)。此时，DSP26得到每个符号周期TS的从推断时刻mT累积的相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)。
接着，DSP26进行第1频率偏移去除处理(步骤J4)。具体说来，DSP26根据累积相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)，将数字基带信号r(kNF+i)的相位向逆方向转动与累积相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)量相当的部分。这样，可以从数字基带信号r(kNF+i)去除第1频率偏移。这样，DSP26可以实现根据第1频率偏移的数字基带信号r(kNF+i)的频率自动控制。
图21是说明第2AFC处理的流程图。DSP26根据第1AFC处理后的数字基带信号的已知信号组，按已知信号组的各符号检测传送线路的失真量cEPi2(kNF+i)(步骤I1)。
接着，DSP26根据该检测出的传送线路的失真量cEPi2(kNF+i)，进行与实施例1同样的第2频率偏移推断处理(步骤I2)。这样，推断作为相当于1符号间的相位转动量的第2频率偏移的相位差θEP2(mLNF)。
接着，DSP26进行循环相加θEP2(mLNF)的积分处理(步骤13)，得到累积相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)。此时，DSP26得到每个符号周期Ts的从推断时刻mT累积的相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)。
接着，DSP26进行第2频率偏移去除处理(步骤14)。具体说来，DSP26根据累积相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)，将数字基带信号rR1(kNF+i)的相位向逆方向转动与累积相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)量相当的部分。这样，可以从数字基带信号rR1(kNF+i)去除第2频率偏移。这样，DSP26可以实现根据第2频率偏移的数字基带信号r(kNF+i)的频率自动控制。
如上所述，根据该实施例10，可以同时确保充分的频率偏移补偿范围和良好的BER特性。
上述实施例10中，在滤波处理之后进行频率偏移去除处理。与此不同，该实施例11中，在滤波处理之前进行频率偏移去除处理。
具体说来，该实施例11中，在滤波处理之前进行作为第1AFC处理的一部分的第1频率偏移去除处理，同时与一系列处理并行进行第1AFC处理的剩余处理，即失真量检测处理、第1频率偏移推断处理以及积分处理。
具体说来，如图22(a)所示，DSP26在从A/D变换电路25a、25b提供数字基带信号时，在滤波处理之前进行第1频率偏移去除处理(步骤H1)。具体说来，DSP26将上述数字基带信号的相位向逆方向转动与该一系列处理并行进行的积分处理中求出的第1频率偏移对应的累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)的部分。这样，得到去除了第1频率偏移的数字基带信号。
接着，DSP26对该数字基带信号进行滤波处理(步骤H2)，去除噪声分量之后，检测对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤H3)。接着，DSP26根据该数字基带信号进行第2AFC处理(步骤H4)。通过进行该第2AFC处理，DSP26可以得到去除了最终频率偏移的数字基带信号。接着，DSP26在从该数字基带信号去除滤波失真之后(步骤H5)，进行数据判断处理(步骤H6)。
另一方面，如图22(b)所示，DSP26判断是否检测出对应该奈奎斯特点的数字基带信号(步骤G1)。在检测出奈奎斯特点时，DSP26根据对应该奈奎斯特点的数字基带信号检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)(步骤G2)。接着，DSP26根据该传送线路的失真量cEPi(kNF+i)推断对应第1频率偏移的相位差θS(mLNF)(步骤G3)，通过循环相加该相位差θS(mLNF)，求出累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)(步骤G4)。DSP26将该求出的累积相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)用于步骤H1的第1频率偏移去除处理。
如上所述，根据该实施例11，在滤波处理之前进行第1频率去除处理。从而，在接收IF信号的频带比滤波处理的截止频率更大时，也不会滤除一部分接收IF信号，可以去除第1频率偏移。因此，可以良好地进行数据判断。
上述实施例10中，通过直接转动数字基带信号的相位，补偿频率偏移。与此不同，该实施例12中，通过改变作为VCO的振荡电路22产生的局部振荡信号的频率来转动接收脉冲串信号的相位，补偿频率偏移。
具体说来，该实施例12中，不是对数字基带信号进行软件数字信号处理来去除频率偏移，而是通过控制对由VCO构成的振荡电路22的施加电压来去除频率偏移。
即，该实施例12中，如图23(a)所示，进行滤波处理(步骤F1)、奈奎斯特点检测处理(步骤F2)、第2AFC处理(步骤F3)、滤波失真补偿处理(步骤F4)和数据判断处理(步骤F5)，同时如图23(b)所示，与该一系列处理并行进行失真量检测处理、第1频率偏移推断处理和、控制对VCO22的施加电压的VCO控制处理。
具体说来，DSP26判断是否检测出对应奈奎斯特点的数字基带信号(步骤E1)。在检测出奈奎斯特点时，DSP26根据对应该奈奎斯特点的数字基带信号检测传送线路的失真量cEPi(kNF+i)(步骤E2)。接着，DSP26根据上述传送线路的失真量cEPi(kNF+i)推断第1频率偏移(步骤E3)。之后，DSP26将对应该推断的第1频率偏移的施加电压供给VCO22(步骤E4)。
这样，VCO22振荡具有从以前振荡频率偏移第1频率偏移量的振荡频率的局部振荡信号。从而，变频电路21输出去除了该第1频率偏移的模拟基带信号。因此，可以实现良好的频率偏移补偿。
如上所述，根据该实施例12，通过调整在VCO22产生的局部振荡信号的频率，从接收IF信号去除频率偏移。即，在滤波处理之前去除第1频率偏移。从而，与上述实施例11同样，接收IF信号的频带扩展到比滤波处理的截止频率更大的频带的情况下，也不会滤除一部分接收IF信号，可以去除频率偏移。因此，可以很好地进行数据判断。其它实施例本发明的实施例如上述，但本发明不限于上述实施例。例如，上述各实施例中，作为通信方式说明了适用TDMA时的例子。但是，作为通信方式也可以适用FDMA(Frequency Division Multiple Access)和CDMA(code DivisionMultiple Access)等。此时，无线接收信号不是如TDMA时的脉冲串信号，而是连续信号。但是，此时当然也可以容易适用本发明。
另外，上述实施例中说明了利用DSP26用软件实现解调处理的情况的例子。但是，例如当然也可以用各硬件电路来实现DSP26执行的解调处理的各步骤。
权利要求
1.一种通过补偿周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号中的频率偏移，控制上述无线接收信号的频率的频率自动控制方法，其特征在于根据包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率和上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率，根据该2个频率，补偿上述无线接收信号的频率偏移。
2.如权利要求1所述的频率自动控制方法，其特征在于上述无线接收信号为TDMA的与规定时隙同步的脉冲串信号。
3.一种通过从周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号中去除频率偏移来控制上述无线接收信号的频率的频率自动控制方法，其特征在于包括频率偏移推断步骤，从根据包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量推断的上述无线接收信号的直波频率和上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率推断上述无线接收信号的频率偏移；频率偏移去除步骤，从上述无线接收信号去除该推断的频率偏移。
4.如权利要求3所述的频率自动控制方法，其特征在于频率偏移推断步骤包括失真量运算步骤，分别求出包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量；第1频率偏移推断步骤，根据该求出的失真量中邻接的已知信号间的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率；失真量频率偏移去除步骤，根据该推断的直波频率，从上述各已知信号的失真量去除频率偏移；第2频率偏移推断步骤，根据该频率偏移去除后的失真量中周期插入的已知信号间的失真量，推断上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率；合成步骤，通过合成对应上述直波频率的相位量和对应上述多普勒扩展的中心频率的相位量，推断上述无线接收信号的频率偏移。
5.如权利要求4所述的频率自动控制方法，其特征在于第1频率偏移推断步骤包括根据上述求出的各失真量中邻接的已知信号间的失真量求出相位差矢量的步骤；通过平均整个规定期间的该求出的相位差矢量来求出平均相位差矢量的步骤；基于该求出的平均相位差矢量，推断上述直波频率的步骤。
6.如权利要求4所述的频率自动控制方法，其特征在于第2频率偏移推断步骤包括平均去除频率偏移之后的各失真量并求出平均失真量的步骤；根据该求出的平均失真量，求出在规定频率偏移推断范围内与以规定间隔设定的多个频率偏移候补分别对应的信号功率的步骤；通过分别相加该求出的信号功率中规定频带的频率窗口内的各频率偏移候补的信号功率，求出上述频率偏移推断范围内的所有频率偏移候补的窗口功率的步骤；作为多普勒扩展的中心频率推断与该求出的窗口功率的最大值对应的频率偏移候补的步骤。
7.如权利要求4所述的频率自动控制方法，其特征在于第1频率偏移推断步骤包括根据上述各失真量中邻接的已知信号间的失真量求出相位差信息的步骤；通过平均预定期间的该求出的相位差信息来求出平均相位差信息的步骤；根据该求出的平均相位差信息，推断上述直波频率的步骤。
8.如权利要求4所述的频率自动控制方法，其特征在于第1频率偏移推断步骤包括根据上述各失真量中邻接的已知信号间的各失真量，求出在规定频率偏移推断范围内与以规定间隔设定的多个频率偏移候补分别对应的信号功率的步骤；通过分别相加与该求出的信号功率中的规定频带的频率窗口内的频率偏移候补对应的各信号功率，求出所有对应频率偏移候补的窗口功率的步骤；作为直波频率推断与该求出的窗口功率的最大值对应的频率偏移候补的步骤。
9.如权利要求3所述的频率自动控制方法，其特征在于频率偏移推断步骤包括失真量运算步骤，分别求出包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量；第1频率偏移推断步骤，根据该求出的失真量中邻接的已知信号间的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率；平均失真量运算步骤，平均上述求出的失真量并求出平均失真量；信号功率运算步骤，根据该求出的平均失真量，求出在由上述推断的直波频率规定的频率偏移推断范围内与以规定间隔设定的多个频率偏移候补分别对应的信号功率；窗口功率运算步骤，通过相加该求出的各信号功率中规定频带的频率窗口内的各频率偏移候补的信号功率，求出上述频率偏移推断范围内的所有频率偏移候补的窗口功率；第2频率偏移推断步骤，作为上述无线接收信号的频率偏移推断与该求出的窗口功率的最大值对应的频率偏移候补。
10.如权利要求3所述的频率自动控制方法，其特征在于还包括去除上述无线接收信号中的大于截止频率的高频分量的滤波步骤，上述频率偏移推断步骤使用上述高频分量去除后的无线接收信号求出各已知信号的失真量，上述频率偏移去除步骤从利用上述滤波步骤去除高频分量之前的无线接收信号去除上述推断的频率偏移。
11.一种通过从周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号中去除频率偏移来控制上述无线接收信号的频率的频率自动控制方法，其特征在于包括第1失真量运算步骤，分别求出包含在上述无线接收信号的各已知信号的失真量；第1频率偏移推断步骤，根据该求出的失真量中邻接的已知信号间的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率；第1频率偏移去除步骤，从上述无线接收信号去除与该推断的直波频率对应的频率偏移；第2失真量运算步骤，分别求出包含在该频率偏移去除后的无线接收信号的各已知信号的失真量；第2频率偏移推断步骤，根据该求出的各失真量中周期地包含的已知信号组间的失真量，推断上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率；第2频率偏移去除步骤，从上述无线接收信号中去除与该推断的多普勒扩展的中心频率对应的频率偏移。
12.一种通过将与周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号中对应的A/D变换电路输出的数字基带信号作为输入，从上述数字基带信号去除频率偏移，控制上述数字基带信号的频率的频率自动控制装置，其特征在于根据包含在上述数字基带信号的各已知信号的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率和上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率，根据该2个频率，从上述数字基带信号去除频率偏移。
13.一种解调装置，其特征在于包括变频电路，将周期地包含邻接的多个已知信号的无线接收信号变换为模拟基带信号；A/D变换电路，将该模拟基带信号变换为数字基带信号；数字信号处理装置，将该A/D变换电路生成的数字基带信号作为输入，根据包含在该输入的数字基带信号的各已知信号的失真量，推断上述无线接收信号的直波频率和上述无线接收信号的多普勒扩展的中心频率，根据该2个频率，从上述数字基带信号去除频率偏移，同时从频率偏移去除后的数字基带信号去除滤波失真之后，解调该数字基带信号。
14.如权利要求13所述的解调装置，其特征在于变频电路具有为了将无线接收信号变换为模拟基带信号而振荡局部振荡信号，同时根据所加电压变换上述振荡信号的振荡频率的电压控制振荡部分；上述数字信号处理装置通过将对应上述推断的2个频率的电压施加到上述电压控制振荡部分，从上述数字基带信号去除频率偏移。
全文摘要
本发明的解调装置包括DSP。DSP根据包含在无线接收信号中的已知信号求出传送线路的失真量,根据该失真量推断直波频率。另外,DSP根据对应该推断的直波频率的相位量转动失真量的相位。接着,DSP根据相位转动后的失真量推断多普勒扩展的中心频率。另外,DSP合成对应该推断的多普勒扩展的中心频率的相位量和对应上述直波频率的相位量,推断最终频率偏移。之后,DSP根据该推断的频率偏移去除无线接收信号的频率偏移。这样,可以确保充分的频率偏移补偿范围,而且可以实现良好的BER特性。
文档编号H04L27/00GK1350729SQ00807590
公开日2002年5月22日 申请日期2000年3月31日 优先权日2000年3月31日
发明者浅原隆, 小岛年春 申请人:三菱电机株式会社