专利名称：扩展频谱接收机的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种扩展频谱接收机以及一种从扩展频谱信号恢复数据位的方法。
背景技术：
低成本低能耗的扩展频谱无线电系统，正在应用于家庭进行交互式控制和在硬件设备之间传输数据等方面得到发展。一种这样的系统被称作为“萤火虫”(Firefly)(以前通称为家庭RF Lite)，人们建议在具有一比特率为200k比特/秒的2.4GHz ISM频带的条件下操作这种系统，用一个11芯片伪随机序列扩展到2.2MHz。人们已经建议将GMSK(高斯最小频移键控)用于调制方案，这就使得被传送信号的频带旁瓣的输出最小。
低能耗要求是指，硬件设备应该在节能睡眠状态花费相当多的时间，仅仅是偶尔醒来以判断是否有一相关信号正被传送着。检测过程越快，能量消耗就减少得越多。相干检波器采用锁相环和延时锁定环可分别用于载波和代码锁定，相干检波器存在的缺点就在于节约能耗方面，因为它们的环路滤波器的置位时间相对较长。
一种对扩展频谱信号进行解码的非相干方法可以通过利用一匹配滤波器来实现；然而，当与跟发射机代码序列同步的相干接收机相比较时，结果所得到的作为信噪比(SNR)函数的位误码率(BER)曲线可能会遭受性能恶化。典型的是，恶化是在3dB级的有效SNR上的一种损失。
发明内容
本发明的目的是，当解码CDMA(码分多址)位序列时，改善非同步匹配滤波器的性能。
根据本发明的一个方面，提供一种从一扩展频谱信号恢复(recover)数据位的方法，包括下述步骤从一被接收到的扩展频谱信号导出一数字取样芯片序列，将所述数字取样芯片序列在一匹配滤波器中滤波，从所述匹配滤波器获得在整个连续位周期内输出的移动平均，在连续位周期内，记录匹配滤波器的输出样值与移动平均中的最大值相应，并在与最大值同步的匹配滤波器级内确定样值的符号，以及，根据所述符号给一数据位赋值。
根据本发明的第二方面，提供一种用于扩展频谱信号的接收机，包括用于接收一扩展频谱信号和生成一模拟芯片序列的元件；用于将所述模拟芯片序列数字化以生成一数字取样芯片序列的元件；一个具有用于输入所述数字取样芯片序列的输入端的数字匹配滤波器；耦合到所述匹配滤波器的一输出端的元件，用于获得在整个连续位周期内匹配滤波器输出的移动平均；用于记录在连续位周期内匹配输出样值与移动平均中的最大值相应的元件，以及，一判定元件，用于记录在与最大值同步的滤波器级内信号的符号并根据所述符号给一数据位赋值。
利用本发明，通过在多个位周期内计算匹配滤波器输出值大小的移动平均，使得能够从噪音中显现实际峰值输出位置。
在计算移动平均的过程中，对每一样值，根据下式计算出一个新的RMS值(均方根值) x^in=α*x^in-1+(1-α)*xin]]>式中，xin是在第n个数据位周期内，第i次匹配滤波器输出样值的绝对值， 是在第n-1个数据位周期结束时，相应的第i次样值移动平均值，α是平均增益，取值范围为0≤α≤1。典型地，对于一简单平均，α＝0.5，而对于一个对噪音的影响具有较强抵抗力的系统，α具有接近1的更高值。
所述用于位周期的同步样值则被看作是相应于最大 值的匹配滤波器输出样值。典型地，平均增益α，对于一简单平均，α＝0.5，但也可以选择一个接近1.0的值，以在一较长周期内有效地平均噪音，因而增强对噪音的抗扰性。
图面说明下面将结合附图对本发明的实施例进行描述。其中
图1为一种扩展频谱系统的一实施例的方框示意图；图2为用于导出一移动平均的匹配滤波器和电路的方框示意图；图3a，3b，3c和3d分别示出RMS输出、匹配滤波器输出、估计同步取样位置和时钟波形，以易于对图2所示电路的运行的理解；图4为一曲线图，用于比较一标准相干检波器、本发明的一接收机和一非相干匹配滤波器的性能。
在附图中，相同的附图标记用以代表相应的特征。
本发明的实施方式如图1所示，扩展频谱系统包括一发射机Tx和一接收机Rx。为便于描述，我们假设系统是在具有200k比特/秒位速率的2.4GHz ISM频带扩展到2.2MHz、使用一11芯片P-N序列的条件下运行的。发射机Tx包括一数据源10，生成多个在200k比特/秒的位形式的符号。所述符号被传送给一乘法器12，乘法器12与一代码发生器14相连接，代码发生器14供应一11芯片P-N序列。乘法器12的2.2MHz输出被传送给一GFSK调制器16，其输出被一功率放大器18放大，并被一天线20发送。在被发送的过程中，信号将受到噪音的影响。
在接收机Rx中，上述发送的信号被一天线26接收，并被发送到一RF高频端和解调器28。其输出被传送给一1位模拟-数字转换器30，转换器30将一2.2MHz(或2.2百万芯片每秒)的信号传送给一滤波器功能块32以解码。
在阶段32中，所述2.2MHz信号假定被超过重复取样(over-sampled)10倍。功能块32具有一输入端，用于输入一符号时钟速率信号，即200KHz，还具有两个输出端，即，用于信号检测的输出端136，假如一信号存在则是“1”否则就是“0”，以及输出端138，用于位输出，简言之，即被解码的位流。
在功能块32上还设有另一(或多个)输入端140，用于供给(a)所述P-N序列，(b)平均增益α，取值为0≤α≤1，及(c)滤波器RMS信号阈值，已知最大可能RMS信号值等于码长乘以重复样值倍数，即，11*10＝110。
如图2所示，滤波器功能块32包括一匹配滤波器34，一移动平均电路36和一判决阶段68。所述匹配滤波器34由一移位寄存器38和一寄存器40组成，每一寄存器具有11个宏阶段(macro stages)，每一宏阶段对应于所述P-N序列中的一个芯片。然而，每一宏阶段包括10个子阶段，以考虑到芯片被10倍地重复取样。重复取样的芯片流被发送给所述移位寄存器38的一输出端42。所述P-N序列被永久地存储于所述寄存器40中，而一宏阶段的10个子阶段的每一阶段存储同样的值和符号。每一寄存器38、40的相应的子阶段被分别连接到一各自的XOR(异-或)门44，从所有XOR门输出的输出值被在一系列加法阶段46复合，以在一终端48上提供复合的滤波器输出信号yi。
在运行中，移位寄存器38被以重复取样芯片速率计时，即，22MHz，在移位寄存器38的每一次进程之后，就执行所述XOR和附加运行，并以重复取样芯片速率生成一滤波器输出值。因为所述有效的PN代码序列的自相关特性，在没有噪音，在寄存器40中的局部代码序列与所接收到的代码序列同步、以及峰值的符号将与被传送的位的符号相符合的瞬间，终端48上的滤波器输出值将在一个位周期的范围内达到峰值。然而，在有噪音的情况下，滤波器输出值的伪峰值将导致错误的位判决，当实际的、同步的峰值的振幅能被减小，而滤波器输出信号能够在一个位周期范围内的其它时期达到峰值。
移动平均电路36能够通过计算RMS滤波器的移动平均来获得同步，以允许真信号能从噪音中出现。其计算概括为下面的表达式x^in=α*x^in-1+(1-α)*xin]]>式中，xin是在第n个数据位周期内，第i次匹配滤波器输出样值的绝对值， 是在第n-1个数据位周期结束时，相应的第i次样值移动平均值，α是平均增益，取值范围为0≤α≤1。典型地，对于一简单平均，α＝0.5，而对于一个对噪音具有较强抵抗力的系统，α具有接近1的更高值。
电路36的实施包括一个多级存储器50，用于在每一存储区存储或记录被重复取样芯片的每一样值的当前移动平均。存储器50的每一寄存器被连接到一多路复用装置52上，以便被存储的每一样值能被连续地读出，并被一具有一个样值周期延时的延时元件64传送给一计算网络。计算网络处理已经被延时元件64延时的先前的样值，所述计算网络包括一个第一乘法器54，在乘法器54中，样值 被乘以α而得到 ，其中的α被存储在一存储器56中。在终端48上的相应的输出yi被传送给一绝对值级49，并提供一相应的输出xin，其中， ，它被传送给一第二乘法器58，并被乘以(1-α)而得到(1-α)*xin，其中的(1-α)被存储在一存储器60中。由第一和第二乘法器54、58生成的输出在一求和级62被复合以生成新的移动平均 ，它又被传送给一多路复用器66，所述多路复用器66被连接到所述存储器50的寄存器上，这些寄存器是直接位于那些先前的相应移动平均值被读出和新值被存储的寄存器之前的。
在连续的位周期中，执行一程序以发现 的最大值。在一个位周期的开始，存储在第一存储区的值被认为是一最大值xinmax，并且接下来的值 被在一比较级68中与所述第一值进行比较，假如它大，它就成为新的最大值，同时，相应的匹配滤波器输出样值被存储。继续这样的程序，在位周期结束时，移位寄存器38中的对应于最大值yinmax的样值以及它的符号(正或负)被用来对位值做出一个硬判决。假如希望做出一个软判决，在位周期结束时就使用值 。同时，必须存储 的所有值以用于下一数据位，没有必要存储所有的样值xin。在一给定的位周期内需要存储的所有数据是， 的当前最大值和滤波器输出yinmax的相应值。在级68内对yinmax所做的判决是输出。
如图3a～3d所示，横坐标表示样值数。图3d表示在位频率时的一非同步时钟信号，示出了数据位周期DBP。图3b示出在终端48(图2)上的有噪声的匹配滤波器原始输出y。图3a示出移动平均 输出。最后，图3c示出从相对于图3a所示的 轨迹的时钟脉冲的峰值位置而得出的同步样值。仔细观察这些图，就会注意到，在图3b中，在数据位周期内，在样值7700周围，因为噪音的影响，峰值振幅PA已经移到数据位周期的一个错误位置，能导致一位错误，除非用本发明的方法来校正。然而，通过获得移动平均值和识别最大值，噪音的影响被减少，就会在接近于同步电平12处用虚线表示的正确位置(图3c)获得清晰的峰值。
尤其是，为了检测在RMS或移动平均值轨迹中的峰值，在噪声层之上设定一阈值电平Th(图3a)，假如峰值在阈值之上，用户就知道它是一个好信号，假如峰值在阈值之下，用户就知道信号是错误的，因为有噪音的存在。阈值电平Th的选择可以根据可接受的误码率来决定。
图4用以将下列几项性能进行比较(1)一标准同步匹配滤波器轨迹A，其在所接收到的信号与给定P-N序列相关的实际瞬间提供一个输出，而与噪音电平无关；(2)一非同步匹配滤波器轨迹C，因为存在噪音而形成的伪峰值能导致错误的位判决；以及，(3)一同步滤波器轨迹B，通过在每一位周期获得一移动平均值和选择一最大值，能够实现传送代码的一定程度的同步，因而，在BER曲线上可得到3dB级(order)的改进。
当运行移动平均电路36时，存储器50中的存储寄存器的总数等于每个数据位(即，11)的芯片数与芯片重复取样率(即，10)的乘积，就是说，11*10＝寄存器。假如在硅面积上的寄存器数过多，则有多种选择可以减少寄存器数。一种选择就是，将芯片周期平均，在本实施例中，需要11个存储寄存器，然后集中芯片周期使之包含峰值，这将还需要10个寄存器，以考虑芯片重复取样倍数。另一种选择就是，将重复取样率减少到5，这将在存储器50中需要55个存储区。再一种选择就是，使用一种双树层次以使寄存器数最小。然而，减少寄存器数就增加了跟踪时间。
在本发明的说明书和权利要求书中，在某一元件前面的单词“一”或“一个”并不排除存在多个这样的元件。而且，单词“包括”并不排除除了那些被列出的元件或步骤之外还有其它元件或者步骤。
阅读本发明所公开的内容之后，本领域的技术人员可以进行其它修改。这样的修改，可能包括了在扩展频谱接收机及其部件的设计、制造和使用中的其它已知特征，而这些特征可能是本发明已经描述的特征的替代或附加特征。
工业实用性本发明是低成本、低能耗的扩展频谱无线电系统及其接收机。
权利要求
1.一种用于从扩展频谱信号恢复数据位的方法，包括从一被接收到的扩展频谱信号导出一数字取样芯片序列，将所述数字取样芯片序列在一匹配滤波器中滤波，从所述匹配滤波器获得在整个连续位周期内输出的移动平均，在连续位周期内，记录所述匹配滤波器的输出样值与移动平均中的最大值相应，并在与最大值同步的匹配滤波器级内确定样值的符号，以及，根据所述符号给一数据位赋值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于对所述数字样值位流进行重复取样和将样值传送给所述匹配滤波器，得到对应于当前样值的移动平均值和先前的移动平均值。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于所述移动平均值根据下式来确定x^in=α*x^in-1+(1-α)*x^in]]>式中，xin是在第n个数据位周期内，第i次匹配滤波器输出样值的绝对值， 是在第n-1个数据位周期结束时，相应的第i次样值移动平均值，α是平均增益，取值范围为0≤α≤1。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述α的值根据环境噪音和所需的匹配滤波器的同步响应时间来选择。
5.一种用于扩展频谱信号的接收机，包括用于接收一扩展频谱信号和生成一模拟芯片序列的元件；用于将所述模拟芯片序列数字化以生成一数字化取样芯片序列的元件；一个具有用于输入所述数字取样芯片序列的输入端的数字匹配滤波器；耦合到所述匹配滤波器的一输出端的元件，用于获得在整个连续位周期内匹配滤波器输出的移动平均；用于记录在连续位周期内匹配输出样值与移动平均中的最大值相符合的元件；以及，一判定元件，用于记录在与最大值同步的滤波器级内信号的符号并根据所述符号给一数据位赋值。
6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于包括对所述数字样值位流进行重复取样和将样值传送给所述匹配滤波器的元件，以及，获得对应于当前样值的移动平均值和先前的移动平均值的元件。
7.根据权利要求5或6所述的接收机，其特征在于所述获得移动平均值的元件制成执行下式x^in=α*x^in-1+(1-α)*x^in]]>式中，xin是在第n个数据位周期内，第i次匹配滤波器输出样值的绝对值， 是在第n-1个数据位周期结束时，相应的第i次样值移动平均值，α是平均增益，取值范围为0≤α≤1。
全文摘要
一种用于从一扩展频谱信号恢复数据位的方法和接收机,其中,从一被接收到的扩展频谱信号而得到一数字化样值芯片序列,一匹配滤波器(34)将该数字化样值芯片序列进行滤波,一电路(36)在连续位周期内获得匹配滤波器(34)的输出的移动平均值,其匹配滤波器输出样值与移动平均的最大值相符合,并在与最大值同步的匹配滤波器级确定样值的符号,以及根据该符号给数据位赋值。
文档编号H04B1/707GK1340249SQ00803594
公开日2002年3月13日 申请日期2000年11月27日 优先权日1999年12月10日
发明者K·R·怀特, M·L·梅 申请人:皇家菲利浦电子有限公司