专利名称：放大器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种如权利要求1的前序部分所述的调谐器。
本发明还涉及一种多级放大器，例如，用于一调谐器中作为IF放大器、视频IF放大器、音频IF放大器、视频或音频基带放大器。
本发明还涉及一种用于多级放大器的级联电流比较器。
这种调谐器可见于US-A-5210504中。其中有一调谐器用于卫星广播。
这种调谐器还可见于文章“Monolithic TV IF System TBA 440”，E.Schatter，IEEE Transactions on BTR，Vol.18，august 1972，Pages 158-163中。在上述文章中，描述的一(IF)放大器包括三个增益级的串联装置。
这些现有技术中的调谐器的缺点是，这种调谐器增加了输入信号的噪声和失真，在几个串联增益级的低增益情况下尤其如此。
本发明的目的是克服现有技术中调谐器的缺点。
为此，本发明的第一方面提供了一种如权利要求1中所定义的调谐器。
本发明的第二方面提供了一种如权利要求4中所定义的多级放大器。
通过使不需要的一个或几个增益级旁路，克服了现有技术中调谐器和/或放大器的问题。
本发明的第三方面提供了一种如权利要求6中所定义的组联电流比较器。
通过关断无效级，使得在低功率级联电流比较器中减小了电流消耗。
根据本发明的一个调谐器的实施例包括权利要求2的特征。
通过采用三个增益级，可容易地获得所需的增益范围，而同时放大器的复杂性保持在合理的范围之内。
根据本发明的一个调谐器的实施例包括权利要求3的特征。
通过共同短路至少两个增益级，进一步减小了低增益范围的失真。
根据本发明的一多级放大器的实施例包括权利要求5的特征。
这样可获得所谓的温度计代码(thermometer Code)，用于提供所述增益级的调谐电压。
可以选择性地用于实现本发明的优点的本发明及其附加的特性，将参考后述的例子进行说明并且变得明白。
在其附图中
图1示出了根据本发明的调谐器的一示意性实施例，图2示出了根据本发明的IF放大器的一示意性实施例，图3示出了相对于增益控制量的总增益，图4示出了一增益级电路的实施例，图5示出了一开关的实施例，以及图6示出了一比较器的实施例。
图1举例示出了根据本发明的调谐器T的示意性实施例，其中包括输入I和输出O、该输入被耦合至一用于放大所接收的天线信号Sa的输入放大器1。该输入放大器的输出被耦合至混频器3，用于获得所谓的IF信号。该IF信号在被滤波器5滤波后，被提供到作为多级放大器的IF放大器7。在由IF放大器放大之后，该IF信号接着被送至第二混频器9，用于在输出端O获得基带视频信号SV。视频信号SV被提供至控制装置11，该装置在本例中用于控制输入放大器1和IF放大器7的放大。
图2举例示出了多级放大器27的示意性实施例，在该实施例中，该多级放大器由三级增益放大271、272和273组成。此外，该IF放大器还包括一开关装置，该装置包括一与第二增益级272并联的开并SW2和一与第二增益级272以及第三增益级273并联的开关SW3。
可以替换的是，开关SW3’能够只旁路第三增益级273。这里应该注意，多级放大器27可以是IF放大器(见图1中的参考号7)或者基带放大器。该多级放大器还能够用于视频或音频信号。
在本实施例中，对于强天线信号，多级放大器的增益为0.5(-6dB)，而对于弱信号，其增益可增加到2000(66dB)，在本例中，通过三个级联的增益级实现了大的增益范围。每个增益级增加了输出信号的噪声和失真，这样就降低了在低增益时的整个动态范围。
但是，在低增益时，仅需要一个增益级用于放大，而其它两级可以被旁路。在这个原理中，如果增益级不需要用于放大，则增益级就可以被旁路，从而获得较高的动态范围。而且，通过适当的控制增益级的方法，对于(多个)中间增益级的失真要求可以明显放宽。
为了获得一定的动态范围并且尽可能地保持低功率，放大器的噪声必须尽可能地低。下面，将分析输出噪声。让我们假定开关SW2和SW3断开；则均方输出噪声电压由下式给出νnout2‾=(G1*G2*G3)2*νn2712‾+(G2*G3)2*νn2722‾+(G3)2νn2732‾]]>其中G1、G2和G3分别为级271、272和273的增益。这些增益级的噪声电压与其输入相关。如果级271、272、273的增益为低，例如G1＝G2＝G3＝1，并且所有这三级都相同，则每级对输出噪声的影响是相同的。但是，在本例中，级272和273不需要用于放大。因此，旁路级272和273将降低输出噪声并且不会影响整个增益，这是由于G2＝G3＝1。这样就显著放松了对所有三个级的噪声要求。对于一给定的动态范围，由于级272和273对输出噪声没有影响，因此允许级271产生较大的噪声。而且，只要级272和273的噪声功率与Glma2*V2n271‾]]>相比可忽略不计，则该噪声功率还可以增加，其结果产生相同的总输出噪声。
由于只要级271还未达到其最大增益，所述旁路开关就不会断开，其结果在较低功耗情况下，这些级可允许的较高输出噪声。
如果旁路开关SW2和SW3闭合，则不仅噪声减小，而且由于级272和273引起的失真亦减小。显然，级273必须处理最大输出电压，但是，这对于级272却不是显而易见的。如果级273的增益在级272的增益之前增加，则当级272断开时，级272的最大输出信号将根据因子G3max减小。其结果是，对级272的失真要求明显放松。
图3示出了与增益控制量相对的总增益的建立。该控制量是一个电压或电流，其值由该控制装置确定。对于低增益，只有级271有效并且所述旁路开关都闭合。只是在级273被启动前，开关SW3才断开。此时，由于级273的增益为1并且开关SW2闭合，所以在开关SW3两端的电压理想上应为零，因此切换开关SW3将不会影响输出信号。如果级273接近其最大值G3max，则开关SW2断开并且级272将增加总增益。由于G2＝1，因此在切换开关SW2的过程中输出信号将不被干扰。
虽然本实施例中的IF放大器具有一个中间级，但是通常可采用多个中间级。
在本实施例中，对于第一级的要求相对较高。可是，它们比其中不采用开关的情况的要求低。大多数功率将被第一级消耗。另一方面，中间级在噪声和线性方向的设计可以非常宽松。
图4示出了增益级47X的电路图的例子。所有的增益级基于相同的原理。该增益级包括以一些电阻连结的电阻退化差分对(resisfor degenerafed differenfialpair)。其差分输入电压(Vin，-Vin)被分别通过晶体管T1a、T1b供给。其差分输出电压(Vout，-Vout)分别在晶体管T1a，T2a，T1b，T2b的连接点上提供。退化电阻器(R1a，R2a，R3a；R1b，R2b，R3b)和终端电阻(R4a，R5a，R6a；R4b，R5b，R6b)可以对MOS晶体管调整。
依照数字顺序，调谐电压Vtune(Vtune1，Vtune2，Vtune3)从低电位(OV)逐步变化至高电压(4V)。这样，这些MOS晶体管被‘软切换’并且增益逐步增加。可以替换的是，所有的调谐电压可以连接到一个节点，这样，由于不同的源(或漏)极电压，这些MOS晶体管仍然能够以正确的次序‘软切换’。该增益级的一个优点是相对低的噪声性能。该退化或终端网络的差分均方噪声电压等于4*K*T*Reffdf，其中的Reff是该网络的有效阻抗。这样的增益级已经被描述于同一申请人的EP-A-0836766(PHN 15802)中。该专利申请及其相关申请在这里通过参考引入。
对于级272和273，如果其旁路开关闭合，则其增益最好精确地等于1。基于这一理由，在该例中，增加了晶体管T2a和T2b，用于补偿T1a和T1b的有限饱和电抗(finite transductance)以及失真和温度变化。
由于对噪声和失真的不同要求，所述增益级可以被单独优化。第一级的退化和终端阻抗由噪声要求确定。第二和第三级的总阻抗由频率特性确定。这些级的阻抗可以根据其噪声要求而增加，但这将导致较低的截止频率。所应用的‘软开关’数量由失真要求确定。在第一级，例如可采用七个‘软开关’，而在第二级，例如只需要两个‘软开关’(这些在EP-A-0836766中被详细描述)。
所应用的旁路开关基本上由NMOS晶体管组成。如前所述，旁路开关两端的电压降必须尽可能地小，以便在切换过程中保持低失真。因此，第二(272)和第三(273)级的增益必须最好非常接近1，并且相移必须最好接近零，但是，即使在该开关两端的电压降为零，由于非线性的栅-源电容，该开关仍将产生失真，在Vgs接近Vt时其情况最差。为了减小在栅-源端的信号电压，栅极由一电容器耦合至源极。
图5示出了(旁路)开关SW5x的简化电路图，包括MOS晶体管M51、电容器C51和电阻器R51，该开关通过控制信号Vctr1控制。MOS晶体管M51的主电流路径端由Vin和Vout标示。在图2所示的实施例中，旁路开关SW2的Vin端连接至增益级272的输入，而其Vout端连接至增益级272的输出。同样，开关SW3、SW3’分别设置在增益级272和273的串联装置、增益级273的输入与输出之间。
在图4所示的增益级实施例中，需要两个旁路开关。第一旁路开关在其Vin端接收输入电压+Vin，并且其输出端Vout连接至提供+Vout的节点。第二旁路开关在其Vin端接收输入电压-Vin，并且其输出端Vout连接至提供-Vout的节点。可能需要特定的装置以确保输入和输出电压+Vin、-Vin、+Vout、-Vout的适当DC电平。
如果图4中的调谐电压不连接至一个节点，则需要一温度计代码以产生适当的信号，级联电流比较器(见图6)产生该温度计代码。
图6示出了多级电流比较器CC中的一级。该比较器能够产生用于增益控制和旁路开关的适当信号，以便实现非常低的失真电平。由于对于一特定输入电流，仅仅有效的电流级导通，因此该比较器的总电流消耗可以相当低，让我们假设晶体管M9和M12处理导电状态。该电流比较器包括两个电流镜、PMOS电流镜(PCM，包括M1、M2、M3、M4、M9、M10和Inv1)的输出电流不变并且由所述控制装置(11，图1)控制、NMOS电流镜(NCM，包括M5、M6、M7、M8、M11、M12和Inv2)的输出电流或者PMOS电流镜的输出电流被加权并且NMOS电流镜不被加权；或者是其组合。这样，在级n-1以后和级n+1之前，级n的输出电压Vss至Vdd变化，以便增加IAGC的值。
如果一电流级不必作出判定，即，只要其输出电压不必改变，则经过该级的电流就能够减小至零，以便节省功率。因此，仅当该级需要被启动时，电流才流过该级。为了实现这一点，当级n-2的输出电压上升时，级n-2启动级n，而当级n+2的输出电压上升时，级n+2使级n无效。注意，代替级n-2和n+2，级n-1和n+1也能用于启动级n和使级n无效。
对于如上所述的电流级的正确操作，不需要晶体管M10和M11。但是，(图4中)一电流级的输出电压在一增益级中驱动两个MOS晶体管。为了使该增益能逐渐变化，这些晶体管需要最好是软切换。因此，电流级的输出电压相对于输入电流(Iagc)的斜率是所关心的问题。对于级n，该斜率主要由PMOS电流源M3的输出阻抗及与其并联的NMOS电流源M7的输出阻抗来确定。对于某些输出电压，晶体管M9和M12能够级联地操作，从而大大改变输出阻抗。由于M10和M11的作用，对于任意值的输出电压，PMOS和NMOS电流源的输出阻抗都并联。因此，上述的斜率保持不变。
如图4的实施例中所示，多级电流比较器CC的输出电压Vout(n)被用作调谐电压Vtune1、Vtune2、Vtune3的其中之一。当所有的调谐电压Vtune1、Vtune2、Vtune3都为低时，增益级47X表现出其最低的放大因数晶体管M1、M2、M3不导电，而晶体管M4、M5导电。
旁路开关(SW5x)的控制电压Vctr1还可以由多级电流比较器CC产生。在瞬时Vtune3变低时，Vctr1必须变高以激励所述旁路开关，使得接收输入电压+Vin的端子连接至提供输出电压+Vout的节点，而接收输入电压-Vin的端子连接至提供输出电压-Vout的节点。
应该注意，上述的发明在这里已经根据一些例子进行了描述。如前所述，本发明的放大器能够用于不同的地方。例如在调谐器中作为用于视频或音频信号的IF放大器，或者作为基带视频或音频信号的放大器。
权利要求
1.一种用于接收输入信号(Sa)和提供输出信号(Sv)的调谐器(T)，包括输入放大器(1)，耦合至该输入放大器(1)的用于提供IF信号的混频器(3)，以及用于放大该IF信号的多级放大器(7)，该多级放大器(7)包括一个至少有两个增益级(271、272、273)的串联装置，并且提供输出信号(SV)，以及用于控制该多级放大器(7)的增益控制装置(11)，其特征在于该多级放大器(7)还包括与所述增益级(271、272、273)并联的开关装置(SW2，SW3，SW3’)，用于旁路所述增益级(271、272、273)的至少其中之
2.如权利要求1的调谐器，其特征在于，该多级放大器(7)包括串联设置的至少三个增益级(271、272、273)。
3.如权利要求2的调谐器，其特征在于，所述开关装置(SW2，SW3，SW3’)包括一开关(SW3)，该开关与至少两个增益级(272、273)并联耦合。
4.一种多级放大器(7)，用于如权利要求1所述的调谐器中。
5.如权利要求4所述的多级放大器(7)，其特征在于，该多级放大器(7)包括一个级联的电流比较器(CC)，用于产生供所述增益级(271、272、273)用的调谐信号(Vtune1，Vtune2，Vtune3)。
6.一种级联电流比较器(CC)，用于如权利要求5所述的多级放大器(7)中，其特征在于，该级联电流比较器(CC)包括用于断开无效增益级的装置。
全文摘要
一种放大器,用于视频和/或音频设备的调谐器中,该放大器必须放大所接收的输入信号,但应使增添到放大信号中的噪声和失真尽可能小。为了改进该调谐器的放大器的工作,本发明的放大器包括至少两个增益级和开关装置,以便当不需要总增益值时短路一增益级。
文档编号H03G3/10GK1277753SQ99801566
公开日2000年12月20日 申请日期1999年9月8日 优先权日1998年9月21日
发明者C·H·J·门辛克, J·P·M·范拉梅伦 申请人:皇家菲利浦电子有限公司