专利名称：阻容网络压控正弦波振荡器的利记博彩app
技术领域：
本实用新型涉及RC压控正弦波振荡器。
在现有技术中，为数甚少的RC压控正弦波振荡器集成电路XR2206，ICL8038采用积分-触发型，其不足之处是频率变化大时需要调节以减小波形失真，此种由三角波变成的正弦波象一个圆顶三角波，变换技术尚不完美。德国专利DE3711671描述了一种全通振荡器，即宽频振荡器，使用了多只运算放大器，结构复杂。日本专利JP08274636描述了一种用于频率合成的RC压控正弦波振荡器，其不足之处是作为频率控制的元器件是一只场效应管，仅在后级移相电路中使用了，而在前级移相电路中没有用、或者因电位匹配有困难而没法用。实验表明，此种结构当频率变化大时波形失真明显。
本实用新型的目的是针对上述现有技术存在失真问题特别是宽频失真问题，提供一种结构简单成本低的宽频低失真RC压控正弦波振荡器，可作为电子实验的信号源和教学用具。
本实用新型的技术方案的特征是控制频率的元器件是可以同步调控的光敏电阻，控制电压是通过光耦驱动器照射光敏电阻，没有电路上的连接，不存在控制元器件因所处位置不同，即电位不同而引起的电位匹配问题；与反馈电阻并联的是一个作为自动增益控制的非线性电阻网络，它由电阻R9、稳压二极管DZ1和连接成桥式整流电路的四个引导二极管D1～D4所组成、引导二极管的作用是当振荡极性改变时稳压二极管两端电压极性也自动改变，稳压二极管的作用是利用其“击穿”电压附近电阻剧变达到自动稳定振荡幅度，电阻R9的作用是控制幅度不致失真，与反馈电阻R6、P1并联的还有一个几微微法的小电容C4，抑制运算放大器在高频出现峰值响应；除了正弦振荡输出外，它经过正箝位电路C5、D5、R10和由两个反相器I1、I2，电阻R11，R12组成的斯密特触发器也输出对称方波，经此模数转换器便能与数字集成电路直接连接，实现与外来信号相位同步，例如V3。
本实用新型具有以下优点和效果即使频率变化很宽，其输出波形失真也很小，而且成本低廉，体积小重量轻，也很实用，它能与直流控制电压连接成为宽频正弦波信号发生器；它也可作为扫频和调频(FM)信号发生器；它还能与数字集成电路直接连接组成频率合成器，用途广泛。
附图的图面说明如下
图1是RC串并联网络压控正弦波振荡器电路图。
图2是RC互补移相压控正弦波振荡器电路图。
图3是正弦波稳幅器电路图。图4是对称方波变正弦波变换器电路图。图5是正弦波频率合成器电路图。图6是扫频和调频信号发生器电路图，图6中的II代表图2全部电路。各电路图之间的连接关系图3的输入电压端V3是与图1或图2的输出电压端V3相连接的。图4、图5中的I代表图1全部电路。图2b、2c是可以取代图1b的另一种电路结构，即II可以取代I
以下结合附图和实施例作进一步说明实施例一RC串并联网络压控正弦波振荡器(图1)，由光耦驱动器1a、正弦波振荡器1b和模数转换器1c所组成。光耦驱动器1a山输入耦合电路R1、R2、R3、C1，输入阻抗高电压增益为1的运算放大器OP1、负载限流电阻R4、R14和发光二极管LED1、LED2所组成。发光二极管可以用1只共用或多只分用(图1a，图2a，图3a中的光耦驱动器相同)，ZD1为输出指示灯，R13为其限流电阻。运算放大器OP2的反相输入端，经反馈电阻R6、电位器P1与输出端连接，经接地电阻R5与地连接，形成增益(幅度)控制支路；同相输入端，经R8C3串联电路与输出端连接、经R7C2并联电路与地连接，形成相位控制支路。
正弦波振荡器1b是RC串并联网路正弦波振荡器，也称文氏电桥振荡器(WienBridge Osciilator)，虽然用得广，但本实用新型与常用的不同之点在于控制振荡频率的是可以同步调控的光敏电阻，一个与反馈电阻R6、P1相并联的是前述非线性电阻网络和小电容C4。为更好了解此电路性质，将1b中的开关K1与V5接通即成放大器、并假定振荡幅度小到不能使稳压管DZ1导通，即前述非线性电阻为无穷大，C4很小也可忽略不计，电位器P1阻值为零，传递函数A3/5可由下式表达A3/5=V3V5=(1+R6R5)/[1+R8R7+C2C3+J(ωC3R8-1ωC2R7)]----(1)]]>选取C2＝C3＝C，R7＝R8＝R，A3/5＝1+j0(2)由(1)(2)有
或
A3/5＝1+j0表示放大器的增益为1，相位移为零，即输出电压V3是输入电压V5的复现，因此将K1与V3接通，便能产生正弦振荡，然而这是一个不稳状态，因此要调节电位器P1，使增益略大于1、并用前述非线性电阻来自动稳定振幅，达到宽频而失真很低。将K1与V5连接便是一个选频放大器，当ω＝1/RC，增益达最大值(1+R6/R5)/3，并且没有相移。显然，其选择性能不佳，因为截止点在ω0＝0和∞处。
将发光二极管和光敏电阻各一只，面对面地装入紧配的塑料管内，管外用黑胶布密封形成暗室，自制的简易光耦合器即告完成测得已配对的光耦合器在输入发光二极管的电流为7.5mA时，电阻R7、R8分别为1.5KΩ及1.6KΩ，暗电阻为20MΩ，由(3)算出f0＝20KHZ时，C2＝C3＝0.005μF，取0.0047μF，选取电源为±5V，P1为2.2KΩ可调(控制幅度)，R6＝4.7KΩ，R5＝2.4KΩ，测量结果表明，在输入端V1加上0-+5V，在输出端V3输出14HZ，5.8Vpp-17000HZ，5.2Vpp双极性正弦波和输出端V6输出正极性同频对称方波。
RC串并联网络压控正弦波振荡器(图1)可转变为压控多谐振荡器，只须将开关K2断路(C2＝0)，V3将输出方波，其频率取决于分压比R6/R5和时间常数(R7+R8)C3。实验表明在10HZ-20KHZ内，方波频率是正弦波频率的2倍左右，输出幅度约8V。
正弦波稳幅器(图3)由反相运算放大器OP5，整流滤波电路D6、R16、C6和光耦驱动器3a所组成，其反馈电阻R17是一个光敏电阻，连接在OP5反相输入端与输出端之间，通过光耦负反馈使输入电压V3达到稳幅目的，OP5的增益为R17/R18。
输入电压V3幅频响应为16HZ，3.6Vpp-1500HZ，6.2Vpp及2500HZ，3.4Vpp-30000HZ，1.5Vpp，现要求将其幅频响变为比较平担。利用稳幅器(图3)，并选取R18＝10KΩ，R16＝1MΩ，C6＝0.47μF，D＝4/48。实测结果表明，稳幅器输出电压V7(AS〕为16HZ，6.5Vpp-1500HZ，6.4Vpp及2500HZ，6.4Vpp-30000HZ，6.8Vpp，即输入幅度变化400％而输出幅度只变化6％。实验表明V3(图1)输出为10Hz，5.7Vpp-16KHz，6.6Vpp，对普通要求而言可以不加正弦波稳幅器。
实施例二它与实施例一的不同之点在于它由图2b，2c的电路取代图1b的电路，也就是说它用1a、2b、2c和1c组成RC互补移相压控正弦波振荡器(图2)，它能同时输出正弦波V3和余弦波V4，其中超前移相电路2b与滞后移相电路2c串联成环路并产生振荡。超前移相电路由运算收大器OP3，R33，R34，R35，C11组成，反相输入端经R34接输出端，经R33接输入端，同相输入端经C11接输入端，经R35接地；滞后移相电路由运算放大器OP4，R36，R37，P2，R38，C12组成，反相输入端经R37，P2接输出端，经R36接本级输入端，同相输入端经R38接本级输入端，经C12接地，其特征在于控制频率的电阻R35，R38是光敏电阻，以及与反馈电阻R37，P2相并联的是前述非线性电阻网络(R39、D7～D10，DZ2)和小电容C13。当开关K3与外来电压V5连接便成为放大器，并假定电位器P2电阻为零，非线性电阻为无穷大，小电容C13忽略不计，由上图可算出A4/5=V4V5=-R34R33+(1+R34R33)jωR35C11/(1+jωR35C11)----(4)]]>A3/4=V3VA=-R37R36+(1+R37R36)/(1+jωR36C12)]]>作为选频放大器，应选取R33=R36=Ri,R34=R37=RF,R33=R38=R,C11=C12=Cω=ω0=1RC----(6)]]>由(4)(5)(6)有
缺点是选择性能不佳。
作为互补移相电路应取R33＝R34＝R36＝R37＝RF，R35＝R38＝R，C11＝C12＝C (8)由(4)(5)(8)有A4/5=-(1-jωRC)/(1+jωRC)=|A4/5|cjφ4/5]]>A3/4=(1-jωRC)/(1+jωRC)=|A3/4|cjφ3/4]]>|A4/5|＝(1+ω2R2C2)/(1+ω2R2C2)＝1 Φ1/5＝tg-1[-2ωRC/(1-ω2R2C2)](9)|A3/4|＝(1+ω2R2C2)/(1+ω2R2C2)＝1 Φ3/4＝tg-1[-2ωRC/(1+ω2R2C2)](10)作为正弦波振荡器，应使互补总增益为1，互补总相位移为零，即A4/5×A3/4＝A3/5＝1+j0或|A3/5|＝1，Φ3/5＝0° (11)由(9)(10)(11)有
A4/5＝j|A4/5|＝1 Φ4/5＝+90°(13)A3/4＝-j |A3/4|＝1 Φ3/4＝-90°(14)因为输出是输入的复现，故将开关K3与V3连接并形成反馈环路，便能自行产生正弦振荡。
取x＝V3＝asinω0t y＝asin(ω0t+90°)＝bcosω0t＝V4(xa)2+(yb)2=1----(15)]]>因此V4、V3的的李沙育图形是圆或椭圆(示波器x轴和y轴灵敏度不相等)。
用3个超前(或滞后)移相电路串联成环路、每个移相120°，便构成3相(n＝3)压控正弦波振荡器，由(9)得振荡频率ω。n=3,ω0=13RC;n=4,ω0=1RC----(16)]]>按此方法还可组成压控多相正弦波振荡器。
实施例三见图4，它由图1所示的RC串并联网络压控正弦波振荡器、数字相位比较器PD和低通滤波器LPF组成，它是一个对称方波变正弦波变换器，图4中I代表图1全部电路。实验表明，当环路锁定后，输出正弦波V3的相位便与输入对称方波V8的相位同步，在跟踪范围内，当V8频率改变，V3的频率也自动跟着变，直到相等，这比常用的滤波器方法要经济方便很多。
实施例四图5是频率合成器，它由图1所示的RC串并联网络压控正弦波振荡器、程序分频器÷2N、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF、晶体振荡器OSC及其分频器÷2R所组成。控制两分频器的分频数，输出端V3输出频率为任何整数的正弦波，其频率稳定度和晶体振荡器一样高，电路则因使用了数字锁相环而大为简化，压控正弦波振荡器输入端V1与低通滤波器LPF输出端连接而形成锁相环路，当环路锁定后，输出端V3的频率为f0＝N(fq/R)，fq为晶体振荡器频率。
实施例五在使用时要加一个附属装置，即多波形发生器MWG(正弦波、三角波、方波发生器)和一个0～+5V的直流电压(如图6所示)，作为控制电压(V1、V2)。当开关K5与V1接通，控制电压为慢扫三角波，V3输出音频范围(14Hz-17000Hz)自动扫频正弦波；当开关K4与V1接通，V3输出宽频低失真正弦波，其频率由电位器P3调节，R20则为限流保护电阻；当开关K4与V1接通，K5与V2接通并送入正弦波信号时，V3输出调频信号；当开关K5与V5接通并送入正弦波信号，同时K3与V5接通(图2b)，V3输出的是V5的放大信号。在图6中，V3、V4、V6分别输出同频率的正弦波，余弦波和正极性对称方波。
上述实施例一～实施例五的电路均可采取集成化的方法，制成集成电路芯片。
权利要求1.一种RC互补移相压控正弦波振荡器由光耦驱动器(2a)、超前移相电路(2b)、滞后移相电路(2c)所组成；光耦驱动器(2a)由控制电压(V1、V2)、输入耦合电路的电阻R1、R2、R3和电容C1、输入阻抗高电压增益为1的运算放大器OP1、发光二极管LED1、LED2及其限流电阻R4、R14所组成，发光二极管可以一只共用或多只分用；超前移相电路由运算放大器OP3、电阻R33、R34、R35和电容C11组成；运算放大器OP3，从反相输入端经电阻R34接输出端，经电阻R33接输入端，同相输入端经C11接输入端，经电阻R35接地，滞后移相电路由运算放大器OP4、电阻R36、R37、R38、电位器P2、电容C12组成；运算放大器OP4从反相输入端经电阻R37，电位器P2接输出端，经电阻R36接本级输入端，同相输入端经电阻R38接本级输入端，经电容C12接地，其特征在于所述超前移相电路与所述滞后移相电路串联，并且后者的输出端与前者的输入端直接连接形成环路而产生正弦波振荡，控制振荡频率的元器件是可以同步调控的光敏电阻R35、R38；自动稳定振荡幅度的是一个连接在运算放大器OP4反相输入端与输出端之间的非线性电阻网络，它由电阻R39、稳压二极管DZ2、连接成桥式整流电路的四个二极管D7～D10所组成；运算放大器OP4输出端V3输出正弦波，同时运算放大器OP3输出端V4输出余弦波。
2.根据权利要求1所述RC互补移相压控正弦波振荡器，其特征在于还要与正弦波稳幅器相连接，所述压控正弦波振荡器输出端电压V3通过它之后，在很宽频率范围内，其幅频响应将变得更加平坦，正弦波稳幅器由光耦驱动器(3a)、反相运算放大器OP5及其整流滤波电路(3b)所组成，反馈电阻R17是一个光敏电阻，它连接在运算放大器OP5反相输入端与输出端之间，输出电压V7经二极管D6整流、经电阻R16、电容C6滤波电路后，通过光耦负反馈实现稳幅。
3.根据权利要求1所述RC互补移相压控正弦波振荡器，其特征在于还要与模数转换器(2d)、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF相连接，组成对称方波(V8)变成同频同相正弦波(V3)变换器，低通滤波器LPF输出端与压控振荡器控制电压输入端(V1)相连接而形成锁相环路。
4.根据权利要求1所述RC互补移相压控正弦波振荡器，其特征在于还要与模数转换器(2d)、程序分频器÷2N、数字相位比较器PD、低通滤波器LPF、晶体振荡器OSC及其分频器÷2R相连接，组成正弦波频率合成器，控制两分频器分频数，输出端V3将输出频率为任何整数的正弦波，其频率稳定度和晶体振荡器一样高。
5.根据权利要求1所述RC互补移相压控正弦波振荡器，其特征在于所述压控正弦波振荡器控制电压输入端V1与一个0～+5V直流电压连接，组成宽频正弦波信号发生器，其频率由电位器P3调控，频率上限取决于所用运算放大器的摆动速率和电路的分布电容。
6.根据权利要求1所述RC互补移相压控正弦波振荡器，其特征在于所述压控正弦波振荡器与一个能产生正弦波、三角波、方波的多波形发生器MWG相连接，组成扫频和调频信号发生器，当多波形发生器输出慢扫三角波，经开关K5送入控制电压输入端V1时，输出端V3将输出扫频正弦波当多波形发生器输出正弦波，经开关K5送入控制电压输入端V2，同时直流控制电压经开K4送入控制电压输入端V1，输出端V3将输出调频信号。
专利摘要一种阻容网络压控正弦波振荡器,稳定振荡幅度的是一个由稳压二极管和桥式整流电路组成的非线性电阻网络;控制振荡频率的是两个可同步调控的光敏电阻,由此可组成RC串并联网络压控正弦波振荡器、RC互补移相压控正弦波振荡器,前者可方便地转变为压控多谐振荡器并输出方波,后者可同时输出正弦波和余弦波。它可作为宽频低失真信号源、扫频仪,也可与数字集成电路直接连接,实现与外来信号的相位同步,或组成正弦波频率合成器。
文档编号H03L7/00GK2376142SQ9920003
公开日2000年4月26日 申请日期1999年1月4日 优先权日1999年1月4日
发明者向明 申请人:向明