专利名称：调幅调制波消除电路的利记博彩app
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本发明涉及从在AM立体声调制波中复用数字调制波的AM数据复用调制波中消除AM调制波而抽出数字调制波的AM调制波消除电路。
在日本专利公开公报特开平9-326836中表示出一种AM数据复用调制装置，在AM调制波中复用数字信号而不会在进行AM同步检波时对AM同步检波输出产生影响。
通过图6而以在数字调制方式中使用QPSK(4相PSK)调制方式时的例子来说明上述AM数据复用调制装置。
声音信号等模拟信号波(以下简称为信号)被提供给AM调制器31，频率fc的载波被信号波进行AM调制。当设载波的振幅为1，载波的角频率为ωc(rad/s)，调制度为k，信号波为νm(t)时，从AM调制器31所输出的AM调制波νAM(t)用下式表达νAM(t)={1+kνm(t)}cosωct…式(1)用In、Qn表示由QPSK基带数字信号发生器32所发生的I、Q的数字信号串。其中，In=±1,Qn=±1。
来自QPSK基带数字信号发生器32的输出信号被分成两路，其中一路被输入到供给频率(fc+fα)的载波的正交调制器33中，以复数信号串来对角频率(ωc+ωα)(rad/s)的载波进行正交调制。来自正交调制器33的输出信号νDH(t)如下式(2)所示νDH(t)=In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t…式(2)
另一方面，从QPSK基带数字信号发生器32所输出的QPSK基带数字信号被提供给反号器34，进行符号反转而变换为(-In)、(-Qn)。在反号器34中，符号反转的QPSK基带数字信号被提供给复数共轭器35，取得复数共轭，QPSK基带数字信号的Qn信号串的符号被反转，变换为(-In)、(Qn)。即，通过反号器34和复数共轭器35，与由QPSK基带数字信号所形成的双位相对应的矢量偏移的基准载波相位和同相成分的符号被反转。
由复数共轭器35取得复数共轭的复数信号串被输入到提供频率(fc-fα)的载波的正交调制器36中，以复数信号串来对角频率(ωc-ωα)(rad/s)的载波进行正交调制。来自正交调制器36的输出信号ν DL(t)如下式(3)所示νDL(t)=-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(3)式(2)和式(3)的输出信号νDH(t)和νDL(t)由加法器37相加，作为该相加输出的数字调制波νD(t)如下式(4)所示νD(t)=νDH(t)+νDL(t)=In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(4)AM调制波νAM(t)和数字调制波νD(t)被输入加法器38进行相加，AM数据复用调制波ν(t)从式(1)和式(2)而变为如下式(5)所示ν(t)=νAM(t)+νD(t)={1+kνm(t)}cosωct+In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(5)AM数据复用调制装置中的AM数据复用调制过程如图7所示，从AM调制器31所输出的AM调制波为图7中的a所示的那样，来自正交调制器36的输出信号，即数字调制波为图7中的b所示的那样，来自正交调制器33的输出信号，即数字调制波为图7中的b所示的那样。从加法器37所输出的数字调制波为图7中的b与图7中的c之和，从加法器38所输出的AM复用调制波为图7中的d所示的那样。
这样，在AM数据复用调制装置中，在频率轴上以载波fc为轴的线对称的频率(fc+fα)的位置和频率(fc-fα)的位置上，复用数字调制波信号，因此，当对AM数据复用调制波进行AM同步检波时，不会对AM同步检波输出产生影响。
但是，在上述AM数据复用调制装置中，在该AM数据复用调制方式中，存在把AM调制方式作为AM立体声调制方式的情况。当把AM调制方式作为AM立体声调制方式时，由于AM立体声调制波中的相位调制波和数字调制波具有相同的特性，因此不能抽出数字调制波。
还有，上述现有的调制，用AM调制器以模拟信号波来对频率fc的载波进行振幅调制，在频率轴上把频率fc的载波作为轴的线对称的频率(fc+fα)的位置和频率(fc-fα)的位置上，对数字调制波进行复用，由于在通过这样的AM数据复用调制方式所调制的AM数据复用调制波中，AM调制成分和数据调制成分是在同一频带、同一时间中进行复用，因此，不能选择数字数据所复用的时间来取出希望的数字数据，也不能选择数据所复用的频带来取出希望的数据。
本发明的目的是提供一种AM调制波消除电路，可以从AM数据复用调制波中消除AM调制波来抽出数字调制波。
本发明所涉及的AM调制波消除电路，在AM立体声调制波的同一频带内从在AM立体声调制波中复用数字调制波的AM数据复用调制波中，消除AM调制波而抽出数字调制波，其特征在于，包括从AM数据复用调制波中抽出AM载波同相信号、AM载波反相信号和数字调制波的合成波的抽出装置；从上述合成波推测出基于AM立体声调制波的相位调制成分的值的推测装置；以及把推测出的基于上述相位调制成分的值与上述AM载波同相成分相乘，并把该相乘输出与上述合成波相加的运算装置，把运算装置的输出作为数字调制波。
本发明所涉及的AM调制波消除电路，通过抽出装置从AM数据复用调制波抽出AM载波同相信号、AM载波反相信号和数字调制波的合成波，通过推测装置从所抽出的合成波推测出基于AM立体声调制波的相位调制成分的值，把推测出的基于上述相位调制成分的值与AM载波同相成分相乘，并把该相乘输出与上述合成波相加，由相加运算输出来得到数字调制波。
还有，本发明所涉及的AM调制波消除电路，以模拟信号波对频率fc的载波进行AM调制，在AM调制波的频带内的频率轴上把频率fc的载波作为轴的线对称的频率(fc+fα)的位置和频率(fc-fα)的位置上，对数字调制波信号进行复用，从这样得到的AM数据复用调制波中消除AM调制波，其特征在于，包括A/D变换装置，用载波频率的4倍频率的抽样脉冲对AM数据复用调制波进行抽样，把该抽样后的信号进行A/D变换；抽样点替换电路，当m=0、1、2、3、…时，把在(4m)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+3)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换，并且，把在(4m+1)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+2)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换；以及加法器，把由抽样点替换电路所替换的离散值输出与由A/D变换装置进行了A/D变换的离散值输出相加。
在本发明所涉及的AM调制波消除电路中，用载波周期的4倍周期来对AM数据复用调制波进行抽样，该抽样后的信号由A/D变换器进行A/D变换。当m=0、1、2、3、…时，把在(4m)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+3)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换，并且，把在(4m+1)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+2)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换，把替换后的离散值输出与由A/D变换装置进行了A/D变换后的离散值输出相加。其结果，相加输出变为由抽样脉冲仅对数字调制波进行抽样并进行A/D变换的离散输出值的输出，则AM调制波被消除。
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中
图1表示本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路的构成的方框图；图2用于说明本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路中的数字调制信号选择相位推定的模式图；图3用于说明本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路中的数字调制信号选择相位推定的另一个例子的模式图；图4表示本发明的第二实施例所涉及的AM调制波消除电路的构成的方框图；图5(a)～5(i)是用于说明本发明的第二实施例所涉及的AM调制波消除电路的作用的模式图；图6表示AM数据复用调制装置的构成的方框图；图7用于说明AM数据复用调制装置中的复用的模式图。
下面通过实施例来对本发明所涉及的AM调制波消除电路进行说明。
图1是表示本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路的构成的方框图。
所输入的AM数据复用调制波提供给乘法器1，角频率与3ωc/2(rad/s)的本机振荡器3的振荡输出相乘，相乘输出被提供给低通滤波器5，在低通滤波器5中消除相乘输出的高频成分。同样，把所输入的AM数据复用调制波提供给乘法器2，角频率与ωc/2(rad/s)的本机振荡器4的振荡输出相乘，相乘输出被提供给低通滤波器6，而消除相乘输出的高频成分。
提供给乘法器1和2的AM数据复用调制波在AM调制波方式中成为摩托罗拉方式的AM立体声调制波，被表示为下式(6)这样ν(t)={1+kνm(t)}cos(ωct+θ)+In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(6)θ=arc tan{νs(t)/(1+kνm(t))}式(6)的第一项是AM立体声调制波，第二项以后是数字调制波。其中，k是AM调制度，νm(t)是AM调制波的单声道调制波，νs(t)是AM调制波的立体声调制波，ωc是AM调制波载波的角频率(rad/s)，In、Qn是QPSK基带信号的I、Q复数信号串，ωα是数字调制载波与AM调制载波之差的角频率(rad/s)。式(6)能够变形为下式(6a)ν(t)={1+kνm(t)}(cosωct·cosθ-sinωct·sinθ)-In sinωc t·sinωαt+Qn sinωct·cosωαt=[{1+kνm(t)}cosθ]cosωct+[-{1+kνm(t)}sinθ-In sinωct+Qn cosωαt]×sinωct…式(6a)不是AM立体声调制方式的AM复用调制波为式(5)所示的那样，式(5)可以变形为下式式(5a)这样ν(t)={1+kνm(t)}cosωct-In sinωct·sinωαt+Qn sinωct·cosωαt={1+kνm(t)}cosωct+(-In sinωct+Qn cosωαt)·sinωct…式(5a)当比较式(6a)和式(5a)时，两者都是中心频率fc(Hz)的正交调制波。其中，在式(5a)的情况下，AM调制波与数字调制波完全正交，与此相对，在AM立体声调制的情况下，即式(6a)所示的情况下，在数字调制波上重叠了AM立体声的相位调制波。因此，由于AM立体声的相位调制波的存在，仅取出数字调制波是困难的，该困难为现有技术所记载的那样。
下面，返回到本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路中，上式(6)所示的AM数据复用调制波在乘法器1中与来自本机振荡器3的振荡输出cos(3/2)ωct相乘，从相乘结果中消除其高频成分，从低通滤波器5送出下式(7)所示的信号2{ν(t)cos(3/2)ωct}=(1+M)cos{(-1/2)ωct+θ}+In cos{(-1/2)ωc+ωα}t+Qn sin{(-1/2)ωc+ωα}t-In cos{(-1/2)ωc-ωα}t+Qn sin{(-1/2)ωc-ωα}t=(1+M)cos{(1/2)ωct-θ}-In cos{(1/2)ωc+ωα}t-Qn sin{(1/2)ωc+ωα}t+In cos{(1/2)ωc-ωα}t-Qn sin{(1/2)ωc-ωα}t…式(7)其中，M=kνm(t)。
同样，上式(6)所示的AM数据复用调制波在乘法器2中与来自本机振荡器4的振荡输出cos(1/2)ωct相乘，从相乘结果中消除其高频成分，从低通滤波器6送出下式(8)所示的信号2{ν(t)cos(1/2)ωct}=(1+M)cos{(1/2)ωct+θ}+In cos{(1/2)ωc+ωα}t+Qn sin{(1/2)ωc+ωα}t-In cos{(1/2)ωc-ωα}t+Qn sin{(1/2)ωc-ωα}t…式(8)来自低通滤波器5的输出和来自低通滤波器6的输出被提供给加法器7，在加法器7中相加。来自加法器7的相加输出为下式(9)所示的那样。来自低通滤波器5的输出和来自低通滤波器6的输出也被提供给减法器8，在减法器8中从来自低通滤波器5的输出减去来自低通滤波器6的输出。来自减法器8的相减输出为下式(10)所示的那样。
(1+M)cos{(1/2)ωct-θ}+(1+M)cos{(1/2)ωct+θ}=2(1+M)cos(1/2)ωct·cosθ …式(9)(1+M)cos{(1/2)ωct-θ}-(1+M)cos{(1/2)ωct+θ}-2In cos{(1/2)ωc+ωα}t-2Qn sin{(1/2)ωc+ωα}t+2In cos{(1/2)ωc-ωα}t-2Qn sin{(1/2)ωc-ωα}t=-2(1+M)sin(1/2)ωct·sinθ-2In cos{(1/2)ωc+ωα}t-2Qn sin{(1/2)ωc+ωα}t+2In cos{(1/2)ωc-ωα}t-2Qn sin{(1/2)ωc-ωα}t…式(10)其中，当AM单声道调制时，θ=0，消去式(10)的第一项，就变为数字调制波本身。
来自加法器7的输出被提供给乘法器9，与角频率为ωc/2(rad/s)的本机振荡器11的振荡输出相乘，相乘输出被提供给低通滤波器13，在低通滤波器13中消除相乘输出的高频成分。同样，来自减法器8的输出被提供给乘法器10，与角频率是ωc/2(rad/s)并且相位比本机振荡器11的振荡输出滞后π/2(rad)的本机振荡器12的振荡输出相乘，相乘输出被提供给低通滤波器14，消除相乘输出的高频成分。
即，来自加法器7的输出与来自本机振荡器11的输出cos(1/2)ωct相乘，来自低通滤波器13的输出为下式(11)所示的那样。来自低通滤波器13的输出被提供给乘法器15，与角频率为ωc/2(rad/s)的本机振荡器17的振荡输出相乘。来自乘法器15的输出为下式(12)所示的那样。
2(1+M)cos(1/2)ωct·cosθ·cos(1/2)ωct=(1+M)cos0·cosθ
=(1+M)cosθ …式(11)(1+M)cos(1/2)ωct·cosθ …式(12)从式(12)可见，从乘法器15得到AM载波同相信号。
另一方面，来自减法器8的输出与来自本机振荡器11的输出sin(1/2)ωct相乘，来自低通滤波器14的输出如下式(13)所示。来自低通滤波器14的输出被提供给乘法器16，与角频率为ωc/2(rad/s)的本机振荡器18的振荡输出相乘。来自乘法器16的输出如下式(14)所示。×sin(1/2)ωct=-(1+M)cos0·sinθ+In sinωαt-Qn cosωαt-In sin(-ωα)t-Qn cos(-ωα)t=-(1+M)sinθ+2 In sinωαt-2Qn cosωαt…式(13)νamq(t)={-(1+M)sinθ+2In sinωαt-2Qn cosωαt}×cos(1/2)ωct=-(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ+2In cos(1/2)ωct·sinωαt-2Qn cos(1/2)ωct·cosωαt=-(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ+In sin{(1/2)ωc+ωα}t-Qn cos{(1/2)ωc+ωα}t-In sin{(1/2)ωc-ωα}t-Qn cos{(1/2)ωc-ωα}t …式(14)如从式(14)所看到的那样，式(14)的第一项为AM载波反相信号，式(14)的第二项以后为数字调制波，从乘法器16得到信号νamq(t)即[AM载波反相信号+数字调制波]。
接着，把来自乘法器15的输出即AM载波同相信号提供给截止频率被设定为fc(=ωc/(2π))的低通滤波器19，把来自乘法器16的输出即信号νamq(t)反相信号提供给截止频率被设定为fc(=ωc/(2π))的低通滤波器20，除去高频成分。通过低通滤波器20来消除式(14)中的{(1/2)ωc-ωα}t项。
其中，在式(12)、式(14)中，(1+M)、cosθ、sinθ、In、Qn的变化量当与cos(1/2)ωct和cos{(1/2)ωc-ωα}t的变化量相比时极端滞后。因此，在cos{(1/2)ωc-ωα}t的一个周期的时间中，各个值可以视为常数。
另一方面，标号21是相位电平发生器，从相位电平发生器21输出常数ki=sinθi/cosθi(1≤i≤n,-(π/4)≤θ≤(π/4))的信号。其中，之所以为(1≤i≤n,-(π/4)≤θ≤(π/4))，是因为AM立体声的最大相位偏移角在摩托罗拉方式下为{-(π/4)≤θ≤(π/4)}。
来自相位电平发生器21的各个输出ki和来自低通滤波器19的输出在乘法器221、222、223、22n中分别相乘。来自乘法器221、222、223、22n的各输出为下式(12a)所示的那样(1+M)cos(1/2)ωct·cosθ·sinθi/cosθi…式(12a)来自乘法器221、222、223、22n的各输出与下式(14a)所示的来自低通滤波器20的输出分别在加法器231、232、233、23n中相加。
-(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ-In sin{(1/2)ωc-ωα}t-Qn cos{(1/2)ωc-ωα}t …式(14a)其中，通过低通滤波器19的AM载波同相信号的cos{(1/2)ωc-ωα}t的1周期T中的波形为图2的a所示的那样，来自乘法器221、222、223、22n的各输出的cos{(1/2)ωc-ωα}t的1周期T中的波形为图2的b1、b2、b3、bn那样，是ki与图2的a的波形相乘的波形。在加法器231、232、233、23n中，从低通滤波器20所输出的式(14a)所示的图2的c1、c2的合成波形分别与该图2的b1、b2、b3、bn所示的波形相乘。图2的c1和c2虽然是合成的波形，但为了进行说明，而单独表示，c1表示AM载波反相信号波形，c2表示数字调制波波形。
来自加法器231、232、233、23n的输出波形为图2的d1、d2、d3、dn和d0所示的那样。虽然来自加法器231、232、233、23n的输出波形是d0与图2的d1、d2、d3、dn合成的输出波形，但是，为了进行说明而单独表示。
来自加法器231、232、233、23n的相加输出被提供给相位推定器24，在相位推定器24中，以cos{(1/2)ωc-ωα}t的1周期T来对输入波形进行积分，通过该积分，In、Qn的该时间中的变化量可以近似于″0″，因此，数字调制波被消去，从数字调制波被消去的信号而成为θ=θi，但是，在相位推定器24中被视为n个输入中成为最小值的点，而从相位推定器24输出。显然，θ=θi时的[式(12a)的值-数字调制波被消去的式(14a)的值]，即(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ-(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ成为″0″。
来自相位推定器24的输出被提供给相位电平选择器25，从被输入相位电平选择器25中的来自相位电平发生器21的输出中选择出最适当的相位电平，即下式(15)的相位电平。
sinθ/cosθ…式(15)来自相位电平选择器25的输出和AM载波同相信号被提供给乘法器26，而相乘。其结果，从乘法器26输出下式(16)所示的信号(1+M)cos(1/2)ωct·cosθ·sinθ/cosθ=(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ…式(16)来自乘法器26的输出和(AM载波反相信号+数字调制波)被输入到加法器27。其结果，从加法器27输出下式(17)所示的信号(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ+νamq(t)=(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ-(1+M)cos(1/2)ωct·sinθ+2Incos(1/2)ωct·sinωαt-2Qn cos(1/2)ωct·cosωαt=2In cos(1/2)ωct·sinωαt-2Qn cos(1/2)ωct·cosωαt=+2In cos(1/2)ωct·sinωαt-2Qn cos(1/2)ωct·cosωαt=2In cos(1/2)ωct·sinωαt-2Qn cos(1/2)ωct·cosωαt…式(17)因此，在来自加法器27的输出中，AM立体声调制波被消去，从加法器27输出数字调制波。
下面对本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路的变形例进行说明。
在本发明的第一实施例所涉及的AM调制波消除电路中，采用消除数字调制波而找出最小值的方法。代替的办法，可以采用，在相位推定中，寻找出与数字调制波最象的部分剩余的波形。
例如，以图2的d1～d4和d0为基础，在图3的e～h中表示实际上被输入相位推定器24的波形。其中，当看图3的e～h时，图3的e、f、h是在cos{(1/2)ωc-ωa}t的1周期T中一个正弦波未结束，而在图3的g中是其余的正弦波。这意味着仅剩余了数字调制波成分，此时的ki是求出的AM立体声的相位。
在上述内容中，虽然设本机振荡器3的振荡角频率为(3/2)ωc、使本机振荡器4、11、12、17、18的角频率为(1/2)ωc来进行的说明，但是，其也可以是其他的角频率，当设振荡角频率为(3/2)ωc的情况为ωpf1，设振荡角频率为(1/2)ωc的情况为ωpf2时，使ωpf1＞ωpf2，此时可以选择为ωpf1-ωc=ωc-ωpf2成立的关系。
在上述说明中，根据本发明所涉及的AM调制波消除电路，即使在AM立体声调制的情况下，也能获得消除AM调制波，抽出数字调制波的效果，而能够解调按现有技术全然不能解调的数字调制波。
图4是表示本发明的第二实施例所涉及的AM调制波消除电路的构成的方框图。
在本发明的第二实施例所涉及的AM调制波消除电路中，所输入的AM数据复用调制波提供给载波再生器41，而再生AM调制载波，由载波再生器41所再生的AM调制载波提供给定时信号生成器42，而生成用于A/D变换的定时信号。例如，生成载波频率的4倍频率的定时信号来作为抽样脉冲。另一方面，所输入的AM数据复用调制波提供给延迟器43来进行延迟，来自延迟器43的输出提供给A/D变换器44，基于定时信号而定时，进行A/D变换。从A/D变换器43所输出的A/D变换输出被提供给抽样点替换电路45来进行A/D变换输出的替换，在该抽样点替换电路45中，当m=0、1、2、3、…时，把在(4m)的抽样点上进行A/D变换的A/D变换输出(离散值输出)与在(4m+3)的抽样点上进行A/D变换的A/D变换输出互换，并且，把在(4m+1)的抽样点上进行A/D变换的A/D变换输出与在(4m+2)的抽样点上进行A/D变换的A/D变换输出互换。把来自A/D变换器44的A/D变换输出和来自抽样点替换电路45的输出提供给加法器46，进行相加而送出。
上述式(5)的AM数据复用调制波ν(t)可以变形为下式(6)那样ν(t)={1+kνm(t)}cosωct
+In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t={1+kνm(t)}cosωct-2In sinωct sin ωαt+2Qn cosωαt sinωct…式(6)其中，ωα是数字调制载波与AM调制载波之差的角频率(rad/s)，数字调制载波在AM调制载波的上下侧频带中偏离频率fα，存在于对像的位置上。并且，fc》fα。
在图4所示的本发明的第二实施例所涉及的AM调制波消除电路中，上式(6)所示的AM数据复用调制波被输入载波再生器41和延迟器43。
所输入的AM数据复用调制波ν(t)被输入载波再生器41和延迟器43。首先，对由载波再生器41所进行的载波再生进行说明。由载波再生器41所再生的是用于AM调制的载波，来自载波再生器41的输出νc(t)为下式(7)所示的那样νc(t)=cosωct…式(7)接着，该信号νc(t)被输入给定时信号生成器42，而生成用于进行A/D变换的定时信号。在此，当单一频率信号νc(t)的相位为(π/4)弧度、(3π/4)弧度、(5π/4)弧度、(7π/4)弧度时，输出定时信号。即，时间t在下式(8)时在A/D变换器44中生成成为AM数据复用调制波ν(t)的抽样这样的定时信号。
t=1+2m/8fc…式(8)其中，m=0、1、2、3、…。此时，抽样频率为4fc(Hz)。
另一方面，AM数据复用调制波ν(t)在延迟器43中进行载波再生器41和定时信号生成器42的延迟量的总和的延迟并被送出。在此，为了简化说明，不考虑各自的延迟，使延迟器43的延迟量为0。因此，从延迟器43所输出的信号与AM数据复用调制波ν(t)相等，并被输入A/D变换器44，通过在定时信号生成器42中所生成的定时信号进行抽样。
因此，AM数据复用调制波ν(t)按照抽样频率4fc(Hz)的抽样脉冲来进行抽样，由A/D变换器44进行A/D变换。
由此，从A/D变换器44所输出的离散输出信号νD(m)为下式(9)所示的那样νD(m)={1+Kνm(t)}cos2πfc(1+2m)/8fc-In{sin2πfc(1+2m)/8fc}{sin2πfα(1+2m)/8fc}+Qn{sin2πfc(1+2m)/8fc}{sin2πfα(1+2m)/8fc}={1+Kνm(t)}cos(1+2m)π/4-In sin(1+2m)π/4·sin(1+2m)πfα/4fc+Qn sin(1+2m)π/4·cos(1+2m)πfα/4fc={1+Kνm(t)}cos(1+2m)π/4+[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qn cos(1+2m)πfα/4fc]·sin(1+2m)π/4…式(9)下面，对抽样点替换电路45的替换过程进行说明。其中，按m=0←→m=3、m=1←→m=2、m=4←→m=7、m=5←→m=6、…这样来进行替换。其中，←→表示互换。即，m=0、1、2、3…，把抽样点按(4m)←→(4m+3)、(4m+1)←→(4m+2)这样方式来进行互换。
其中，式(9)中的{1+Kνm(t)}和[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qncos(1+2m)πfα/4fc]，因fc》fα的条件，而与cos(1+2m)π/4和sin(1+2m)π/4相比时，变化非常慢，因此，即使进行抽样点的替换，也能视为其值不变。
并且，式(9)中的cos(1+2m)π/4和sin(1+2m)π/4，当m=0、4、8、…时，为cos(1+2m)π/4=1/2]]>,sin(1+2m)π/4=1/2;]]>当m=1、5、9、…时，为cos(1+2m)π/4=1/2]]>,sin(1+2m)π/4=-1/2;]]>当m=2、6、10、…时，为cos(1+2m)π/4=-1/2]]>,sin(1+2m)π/4=-1/2;]]>当m=3、7、11、…时，为cos(1+2m)π/4=-1/2]]>，sin(1+2m)π/4=1/2]]>。
因此，通过上述(m=0←→m=3、m=1←→m=2、m=4←→m=7、m=5←→m=6、…、)的抽样点的替换，仅改变cos(1+2m)π/4的符号，而sin(1+2m)π/4的符号不变，因此，抽样点替换电路45的输出为下式(10)所示的那样-{1+Kνm(t)}cos(1+2m)π/4+[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qn cos(1+2m)πfα/4fc]·sin(1+2m)π/4…式(10)其中，即使进行抽样点的替换，其值也不变，用图5(a)～5(I)所示的模式图来对此进行说明。
在振幅方向上比实际扩大，{1+Kνm(t)}如图5(a)所示的那样变化，在振幅方向上比实际扩大，[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qn cos(1+2m)πfα/4fc]如图5(b)所示的那样变化。与此相对应，cos(1+2m)π/4按图5(c)所示的那样变化，sin(1+2m)π/4按图5(d)所示的那样变化。图5(e)表示抽样点，标以0、1、2、3、…。
与上述相对，按照图5(e)中←→所示的那样来进行AM数据复用调制波ν(t)的抽样点的互换。如图5(a)所示的那样，{1+Kνm(t)}的变化较少，其结果，即使进行替换，其值也几乎不变化，成为图5(f)所示的那样。如图5(b)所示的那样，[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qn cos(1+2m)πfα/4fc]的变化较少，其结果，即使进行替换，其值也几乎不变化，而成为图5(g)所示的那样。
与上述相对，-cos(1+2m)π/4按图5(h)所示的那样变化，sin(1+2m)π/4按图5(i)所示的那样变化。对于cos(1+2m)π/4，符号变为(-)的，这为已经说明的那样。
接着，在加法器46中把式(8)所示的来自A/D变换器44的输出与式(10)所示的抽样点替换电路45的输出相加，来自加法器46的输出为下式(11)所示的那样2[-In sin(1+2m)πfα/4fc+Qn cos(1+2m)πfα/4fc]·sin(1+2m)π/4…式(11)式(11)所示的来自加法器46的输出是以抽样频率4fc(Hz)仅对数字调制波进行抽样的信号。因此，从加法器46输出从AM数据复用调制波除去了AM调制波的信号，从该信号就能解调基带数字数据。
如上述那样，根据本发明所涉及的AM调制波消除电路，通过简单的结构和小规模的构成，就能从AM数据复用调制波除去AM调制波。
权利要求
1．一种AM调制波消除电路，从在AM立体声调制波中复用了数字调制波的AM数据复用调制波中，消除AM调制波而抽出数字调制波，其特征在于，包括从AM数据复用调制波中抽出AM载波同相信号、AM载波反相信号与数字调制波的合成波的抽出装置；从上述合成波推测出基于AM立体声调制波的相位调制波成分的值的推测装置；以及把推测出的基于上述相位调制成分的值与上述AM载波同相信号相乘的输出与上述合成波相加的装置，把相加输出作为数字调制波。
2．根据权利要求1所述的AM调制波消除电路，其特征在于，推测装置把与AM立体声的各自不同的相位偏移角相对应的值与AM载波同相信号相乘，把该各个相乘输出与合成波相加，选择与相加输出中的最小电平的输出相对应的相位偏移角所对应的值。
3．一种AM调制波消除电路，从对数字调制波信号进行复用的AM数据复用调制波中消除AM调制波，其特征在于，包括A/D变换装置，用载波频率的4倍频率的抽样脉冲对AM数据复用调制波进行抽样，把该抽样后的信号进行A/D变换；抽样点替换电路，当m=0、1、2、3、…时，把在(4m)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+3)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换，并且，把在(4m+1)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出与在(4m+2)的抽样点上进行A/D变换的离散值输出互换；以及加法器，把由抽样点替换电路所替换的离散值输出与由A/D变换装置进行了A/D变换的离散值输出相加，来自该加法器的输出为从AM复用调制波中消除了AM调制波的数字调制波。
全文摘要
本发明提供一种AM调制波消除电路，能够从AM数据复用调制波消除AM调制波，抽出数字调制波。包括从AM数据复用调制波中抽出AM载波同相信号、AM载波反相信号与数字调制波的合成波的抽出装置；从上述合成波推测出基于AM立体声调制波的相位调制波成分的值的推测装置；以及把推测出的基于上述相位调制成分的值与上述AM载波同相信号相乘的输出与上述合成波相加的装置，把相加输出作为数字调制波。
文档编号H03D5/00GK1238594SQ9910075
公开日1999年12月15日 申请日期1999年2月25日 优先权日1998年2月26日
发明者筱田敦, 白石宪一 申请人:株式会社建伍