专利名称：微波混频电路和具有该电路的下变频器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及基于广播卫星和通信卫星的卫星广播或通信接收用下变频器等所采用的微波混频电路，和具有此电路的卫星广播或通信接收用下变频器。
近年来，随着卫星通信事业的扩展，基于广播卫星(BS)的广播迎来普及阶段，利用通信卫星(CS)的广播也开始营业，因而一般家庭直接接收多个卫星的机会增加了。随之而来，一直在要求接收天线小型化和低成本。又，CS广播或CS通信为了有效利用频率，在相同频率采用极化不同的电波(水平极化波和垂直极化波)，实行多路化，因而采用具有极化波切换功能的低噪声下变频器，这种实例不断增多。
以下就现有下变频器所采用的微波混频电路进行说明。
图4表示一例以往的微波混频电路。
本机振荡信号(发送频率例如是11.2GHz)由本机振荡器3，经让本机频率通过的带通滤波器(以下简写为BPF)4和5，传输至微带线(以下简写为MSL)6和7。
输入至微波信号输入部1和2的各垂直极化和水平极化12GHz频段微波输入信号，与上述本机振荡信号一起，经MSL6和7，送给为频率变换而起混频器二极管作用的肖特基势垒二极管(以下简写为SBD)SBD8和9，由SBD8和9混频。于是各个微波输入信号由SBD8和9分别变换为1GHz频段的中频信号。
这里，与SBD8和9的正极连接的偏置端子10和11，为防止本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平的变换损耗增加，在SBD8和9上加了正向偏置电流。让中频信号通过的低通滤波器(以下简写为LPF)12和13所通过的中频信号分别由中频放大器34、35和36、37放大。上述中频信号由PIN二极管(正-本-负二极管)38、39选择通过。
选择通过PIN二极管38、39的中频信号由中频放大器40和41放大，由中频信号输出端子45输出至外部。另一方面，提供给微波混频电路和中频放大器的电源电压，以及极化波切换控制信号的直流电压均由外部经中频信号输出端子45提供。中频放大器34、35的供电端子与PIN二极管38的正极均与极化波切换控制端子46连接。极化波切换控制端子46与一比较器44连接，该比较器44根据从外部经中频信号输出端子45提供的直流电压(例如11或15V)输出不同的二值直流信号。另外，极化波切换控制端子46还与晶体管42的集电极连接，该晶体管42的基极则与上述比较器44的输出连接。同样，中频放大器36、37的供电端子和PIN二极管39的正极均与极化波切换控制端子47连接。极化波切换控制端子47与一比较器44连接，该比较器44根据从外部经中频信号输出端子45提供的直流电压(例如11V或15V)输出不同的二值直流信号。另外极化波切换控制端子47还与晶体管43的发射极连接，该晶体管43的基极则与上述比较器44的输出连接。
由中频信号端子45提供11V直流电压时，上述直流电压经比较器44，使晶体管42导通，同时使晶体管43截止，所以对中频放大器34、35的供电和PIN二极管38均导通，而对中频放大器36、37的供电和PIN二极管39均截止。因而，与微波信号输入部1输入的垂直极化微波信号相对应的中频信号输入至中频放大器40和41，上述中频信号在上述中频放大器40和41中放大到所需电平，由中频信号输出端子45取出。同样，由中频信号输出端子45提供15V直流电压时，上述直流电压经比较器44，使晶体管42截止，同时使晶体管43导通，所以对中频放大器34、35的供电和PIN二极管38均截止，而对中频放大器36、37的供电和PIN二极管39均导通。因而，与微波信号输入部2输入的水平极化微波信号相对应的中频信号输入至中频放大器40和41，上述中频信号在上述中频放大器40和41中放大到所需电平，由中频信号输出端子45取出。
但上述现有例的构成中，需要与输入两个不同极化波的微波信号输入部1，2相对应的中频放大器34、35、36、37和PIN二极管38、39，所以微波混频电路和具有该电路的下变频器的小型化比较困难，而且成本方面也不利。
本发明正是解决上述现有问题的，其目的在于提供一种小型、廉价的微波混频电路和具有该电路的下变频器。
为了达到这些目的，本发明的微波混频电路和内置该电路的下变频器，其特征在于，由采用比较器的简单的偏置切换电路，使送至SBD的偏置电流极性为正或负，借此从多个微波信号输入中仅选择特定微波信号，将它变换为中频信号。
上述构成通过对送给多个不同SBD的偏置电流作正负切换，可以得到以下效果当向SBD提供正偏置电流时，对微波信号输入的匹配良好，反射损耗极小，而且本机振荡器所提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗极小。相反，向SBD提供负偏置电流时，对微波信号输入失去匹配，反射损耗增大，而且本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗急剧增大。这样，就可以从多个微波信号输入中选择特定的微波信号加以变换。
以下参照
本发明实施例。
图1是本发明微波混频电路的第一实施例。
图2是本发明微波混频电路的第二实施例。
图3是本发明下变频器的一个实施例。
图4是现有的微波混频电路。
(第一示范性实施例)图1示出本发明微波混频电路第一实施例。图1中，微波信号输入部1和2分别是垂直极化和水平极化12GHz频段微波信号的输入部。
本机振荡信号(发送频率例如是11.2GHz)由本机振荡器3通过让本机频率通过的带宽滤波器(以下简写为BPF)4和5，传输至微带线(以下简写为MSL)6和7。输入至微波信号输入部1和2的垂直和水平极化的各个微波输入信号与上述本机振荡信号一起，经过MSL6和7，送给为上述频率变换而起混频器二极管作用的肖特基势垒二极管(以下简写为SBD)SBD8和9，由SBD8和9混频，于是各微波输入信号由SBD8和9分别变换为1GHz频段的中频信号。上述中频信号经过让中频信号通过的低通滤波器12和13，再通过线长为1GHz频段中频信号波长的1/4的MSL14和15，以及由吸收电阻16组成的威尔金森式分压器(后面说明)，加到中频放大器17上。这里采用的威尔金森式分压器，通过使SBD8和9混频并由SBD8和9变换的该中频信号互相不进入另一方电路，从而信号之间互不干扰地分离出来，并分别传输到中频放大器17。中频放大器17的输出再由中频放大器18放大，从中频信号输出端子21输出至外部。另一方面，提供给上述微波混频电路和中频放大器的电源电压，以及极化波切换控制信号(例如11V、15V直流电压)经中频信号输出端子21由外部(例如卫星接收调谐器)提供。上述极化波切换控制信号输入至比较器20。比较器20的输出由比较器19反相，向偏置端子10和11提供相反极性的电压。也就是说，比较器19和20构成了对提供给偏置端子10、11的偏置电流切换其极性的偏置切换电路。
如前所述，当在SBD8和9上加有正向偏置电压时，由于流过的是正向电流，对微波信号输入的匹配良好，反射损耗极小，而且由本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗极小。相反，加负偏置电压时，由于SBD中流过的是负偏置电流，对微波信号输入失去匹配，反射损耗增大，而且本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗急剧增加。
首先说明向中频信号输出端子21提供15V直流电压时的情况。输入至微波信号输入部2水平极化12GHz频段微波信号与本机振荡器3通过BPF5提供的本机振荡频率(例如11.2GHz)一起传输给MSL7。相应于中频信号输出端子21提供的15V直流电压，由比较器20通过偏置端子11将正极性电压加到与MSL7连接的SBD9上。通过加此正极性电压，如上所述，由于SBD9中流过的是正向电流，因而对微波信号输入的匹配良好，反射损耗极小，而且本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗极小。这样，水平极化的微波输入信号便变换为1GHz频段的中频信号，上述水平极化波对应的中频信号通过LPF13后传输至MSL15。另一方面，输入至微波信号输入部1的垂直极化12GHz频段的微波信号与本机振荡器3通过BPF4提供的本机振荡频率一起传输至MSL6。使极性反相的比较器19通过偏置端子10向与MSL6连接的SBD8提供相反极性的电压。如上所述，由于SBD8中流过的是反向电流，因而对微波信号输入失去匹配，反射损耗增加，而且本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗急剧增加。因此，垂直极化的12GHz频段微波信号几乎未作频率变换，通过LPF12出现于MSL14的该中频信号小到可以忽略。
MSL14和MSL15与吸收电阻16一起构成威尔金森式分压器，以确保各线路间的隔离。因而，在中频放大器17输入端，与微波信号输入部1输入的垂直极化波对应的1GHz频段中频信号被抑制，只出现与微波信号输入部2输入的水平极化波对应的1GHz频段中频信号，并由中频放大器17和18放大到所需电平，然后由中频信号输出端子21取出。
另一方面，由中频信号输出端子21提供11V直流电压时，比较器20向偏置端子11提供负极性电压，使极性反相的比较器19则向偏置端子11提供正极性电压。因此，SBD8的偏置电流为正极性，则SBD9的偏置电流为负极性。因此，如前面所述，输入至微波信号输入部2的水平极化波所对应的1GHz频段中频信号被抑制，而由中频信号输出端子21仅仅取出与输入至微波信号输入部1的垂直极化波对应的中频信号。
综上所述，本发明的微波混频电路与现有电路相比，可以以极为简单的电路，从多个微波信号输入中选择特定的微波信号加以变换，因而可以比较低成本做到小型化。
(第二示范性实施例)参照
本发明微波混频电路的第二实施例。
图2示出第二实施例。图2中与图1相同的标号表示相同组成部分，起相同作用，故省略说明。
与实施例1(图1)的构成不同之处在于，通过增加与偏置端子24、25和SBD8以及SBD9的负极连接的负载电阻22、23，由比较器19和比较器20向SBD8和SBD9的负极加偏置。
当提供给比较器19和比较器20的电源为正极性和负极性的两种电源时，比较器的输出就变成是正极性和负极性的两种电压。当为一端是正极性或负极性，而另一端接地的单一电源时，众所周知，比较器的输出就成为相同极性但大小有两种值的电压。也就是说，前一类比较器的输出是正极性和负极性两种电压，而后一类比较器的输出是绝对值较高的电压值和相同极性的较低电压值。以下是以具有正极性和负极性两种电源作说明的，即使是单一电源，产生的效果也显然相同，故省略说明。
以下就如上所述构成的微波混频电路和中频放大器说明其动作。首先说明提供给中频信号输出端子2115V直流电压时的情况。输入至微波信号输入部2的水平极化12GHz频段微波信号同本机振荡器3通过BPF5提供的本机振荡频率(例如11.2GHz)一起传输给MSL7。与MSL7连接的SBD9的正极由比较器20通过偏置端子11加有与中频信号输出端子21所提供的15V直流电压相对应的正极性电压，同时SBD9的负极则由比较器19通过偏置端子25加有负极性电压。通过加上述电压，由于SBD9上流过的是正向电流，因而对微波信号的匹配良好，反射损耗极小，而且本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗极小。这样，水平极化的12GHz频段微波信号就可变换为1GHz频段的中频信号，与上述水平极化波对应的中频信号通过LPF13后传输至MSL15。
另一方面，传输至微波信号输入部1的垂直极化12GHz频段微波信号同本机振荡器3通过BPF5提供的本机振荡频率(例如11.2GHz)一起传输至MSL7。与MSL6连接的SBD8的正极由比较器19通过偏置端子10加有与中频信号输出端子21提供的15V直流电压对应的负极性电压，同时，SBD8的负极则由比较器20通过偏置端子24加有正极性电压。通过加上述电压，由于SBD8上流过正向电流，因而对微波信号失去匹配，反射损耗增大，而且本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗急剧增加。因此，垂直极化的12GHz频段微波信号几乎未频率变换，通过LPF12出现于MSL14的此中频信号小到可以忽略。MSL14与MSL15与吸收电阻16一起构成威尔金森式分压器，确保各线路之间的隔离。因而，中频放大器17输入一侧仅出现与微波信号输入部2所输入水平极化波对应的1GHz频段中频信号，上述中频信号由上述中频放大器17和18放大到所需电平后，再由中频信号输出端子21取出。
同样，由中频信号输出端子21提供11V直流电压时，在SBD8上加正向偏置的同时，还在SBD9上加反向偏置，因而可由中频信号输出端子21取出与垂直极化波对应的中频信号。
另外，第一和第二实施例中，分别去掉构成威尔金森式分压器的吸收电阻16，选择微带线14和15的长度，使相互间阻抗无影响，也可以获得相同效果。
综上所述，实施例2的微波混频电路与实施例1相比较，偏置切换电路仅由比较器简单地构成(通常可置于单片IC内)，变得简洁，而且比较器19和20的电源可以由单一电源构成，所以可以构成更为简洁的电路，从而能够做到便宜和小型化。
(第三示范性实施例)接下来参照
具有上述实施例微波混频电路的下变频器。
图3示出的是本发明一实施例的卫星广播和通信接收用下变频电路。
图3中，与图1相同的标号表示相同组成部分，起着相同的作用，故这里省略说明。以下说明其动作。首先说明向中频信号输出部21提供15V直流电压时的情况。卫星发射的水平极化微波信号由将12GHz频段微波信号变换为在微带线传输的准TEM波的探头35变换为在微带线传输的准TEM波，由HEMT等低噪声元件所构成的低噪声放大器38和39低噪声放大后，输入到微波信号输入部2。
另一方面，卫星发射的垂直极化微波信号由将12GHz频段微波信号变换为在微带线传输的准TEM波的探头34变换为在微带线传输的准TEM波，由HEMT等低噪声元件所构成的低噪声放大器36和37低噪声放大后，输入到微波信号输入部1。输入至微波信号输入部2的水平极化12GHz频段微波信号同本机振荡器3通过BPF5提供的本机振荡频率(例如11.2GHz)一起传输至MSL7。与MSL7连接的SBD9由比较器20通过偏置端子11加有与中频信号输出端子21提供的15V直流电压相对应的正极性电压。通过加此正极性电压，如上所述，由于SBD9上流过正向电流，对微波信号输入的匹配良好，反射损耗极小，而且本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗也极小。这样，水平极化的微波输入信号就变换为1GHz频段的中频信号，与上述水平极化波对应的中频信号通过LPF13后传输至MSL15。
又，输入至微波信号输入部1的垂直极化12GHz频段微波信号同本机振荡器3通过BPF4提供的本机振荡频率(例如11.2GHz)一起传输至MSL6。与MSL6连接的SBD8由比较器19通过偏置端子10加有与中频信号输出端子21提供的15V直流电压相对应的负极性电压。通过加此负极性电压，如上所述，由于SBD8上流过反向电流，对微波信号输入失去匹配，反射损耗极度增加，而且本机振荡器3提供的本机振荡信号输出在低功率电平时的变换损耗也极度增加。这样，垂直极化的微波信号几乎未频率变换，通过LPF12出现于MSL14的此中频信号小到可以忽略。
MSL14和MSL15与吸收电阻16一起构成威尔金森式分压器，以确保各线路之间的隔离。因而，在中频放大器17输入一侧仅仅出现与探头35取出的水平极化微波信号相对应的1GHz频段中频信号，由中频放大器17和18放大到所需电平之后，可由中频信号输出部21取出。接下来当由中频信号输出端子21提供11V直流电压时，SBD8的偏置电流为正极性，同时SBD9的偏置电流为负极性，因而由中频信号输出端子21仅仅取出由探头34变换为准TEM波的垂直极化波所对应的中频信号。
本文中说明的是SBD的正极与微波输入部的微带线连接，而负极则与中频输出部连接的情况，但不用说，即使SBD极性相反，微波输入信号切换电路也按该情况起同样作用。
如上所述，比较上述混频电路与现有电路而言，具有本发明微波混频电路的下变频器是极为简单的电路，因而能够设计成体积小重量轻。对于往往设置于屋外的下变频器来说，体积小重量轻带来极大的经济效益。
综上所述，本发明通过增加向SBD提供偏置的偏置端子，以及对提供给偏置端子的偏置电流的极性进行切换的结构简单的偏置切换电路，来实现可以从所输入的多个微波信号当中选择所需的信号，并变换为中频信号的廉价小型微波混频电路以及具有该电路的下变频器。
权利要求
1.一种微波混频电路，其特征在于具有多条微带线；正极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的负极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
2.如权利要求1所述的微波混频电路，其特征在于，各个二极管的负极与中频信号输出部之间具有威尔金森式分压器。
3.一种下变频器，其特征在于具有将12GHz频段的微波信号变换为TEM波的探头；多个低噪声放大器；多条微带线路；正极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的负极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
4.一种微波混频电路，其特征在于具有多条微带线；正极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极与负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的负极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
5.一种下变频器，其特征在于具有将12GHz频段的微波信号变换为TEM波的探头；多个低噪声放大器；多条微带线；正极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极与负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的负极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
6.一种微波混频电路，其特征在于具有多条微带线；负极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的正极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
7.如权利要求6所述的微波混频电路，其特征在于，各个二极管的正极与中频信号输出部之间具有威尔金森式分压器。
8.一种下变频器，其特征在于具有将12GHz频段的微波信号变换为TEM波的探头；多个低噪声放大器；多条微带线；负极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的正极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
9.一种微波混频电路，其特征在于具有；多条微带线；负极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极与负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的正极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
10.一种下变频器，其特征在于具有将12GHz频段的微波信号变换为TEM波的探头；多个低噪声放大器；多条微带线；负极与该微带线各自的终端部连接的二极管；向所述二极管的正极与负极提供偏置电流的偏置端子；对提供给所述偏置端子的偏置电流的极性进行切换的偏置切换电路；连接所述各个二极管的正极，获得中频信号的共用中频信号输出部。
全文摘要
本发明提供一种从多个微波信号输入当中选择接收对象信号，变换为中频信号的小型微波混频电路。输入至微波信号输入部2的12GHz频段微波信号借助由比较器20通过偏置端子11提供偏置电流的SBD9进行频率变换。但输入至微波信号输入部1的微波信号却由于未向SBD8提供偏置电流而未进行频率变换，因而中频信号输出端子21仅仅出现与微波信号输入部2相对应的1GHz频段中频信号。
文档编号H03D9/06GK1118113SQ9510878
公开日1996年3月6日 申请日期1995年8月25日 优先权日1994年9月1日
发明者鹿嶋幸朗, 木下彰 申请人:松下电器产业株式会社