专利名称:装有自动频率控制环路的接收机的利记博彩app
本发明涉及一种配备有用于自动微调的频率控制环路的接收机，该接收机依次装有一个可用变容二极管进行频率调节的可控振荡器、一个接受来自可控振荡器的信号，以将无线电频率(RF)接收机信号转换成中频(IF)信号的混频级、一个被调谐到某一个固定中频的频率电压转换器以便将中频信号相对于该固定中频的频率偏移转换成频率电压转换器输出信号相对于一个基准值的幅度变化、以及一个控制信号发生电路，该控制信号发生电路用于从频率电压转换器的输出信号中，导出一个控制可控振荡器的变容二极管的控制信号。该可控振荡器至少可部份地对其不对称的电容-电压特性进行补偿。
从已经公布的德国专利No.1，260，558中可得知一种用于这种类型接收机的自动微调频率控制环路。
该文献中的频率控制环路的控制信号发生电路包括一个晶体管，该晶体管一方面可对起频率电压转换器作用的鉴频器的输出电压进行放大，以便提高控制斜率;而在另一方面可这样驱动变容二极管，使其在场强正常情况下，其电容随着所述IF信号的频率偏移作线性变化。
这种已知的频率控制环路中的线性变化可通过选择和控制晶体管的工作点来达到，从而使正常场强情况下的正、负频率偏移结果分别限制在由该晶体管提供的控制信号的限幅范围内，该控制信号的限幅范围是由这一晶体管在第一和第二固定值(它们是分别不对称地位于对应于中频的所述基准值的两侧的值)上提供的。在某些情况下，在控制信号中得到的这样的不对称性，可以补偿可控振荡器的变容二极管的电容-电压特性的不对称性。结果，频率控制环路的捕捉和保持的范围(下面简称控制范围)在一定程度上是对称地位于正确的调谐点的两侧，也就是说位于IF信号的载频与所述固定中频相一致时的调谐位置。
在控制信号发生限幅情况时的调谐范围中，控制信号并不随着可能发生的IF信号的频率偏移而变化，因此就不能进行自动微调。所以，就有可能成为一种出现在位于频率一电压转换器之前的接收机RF滤波器的边缘上的稳定调谐位置，亦称边缘调谐，从而形成一种可观的声响信号失真。
此外，对于在上述已知频率控制环路的晶体管内的弱场强来说，是可以实现一种基本上对称的鉴频器电压的线性放大的，因而其控制信号也是对称的。于是变容二极管的不对称的电容电压特性就不能被补偿，因而该已知频率控制环路的控制范围也是不对称的。
本发明的一个目的是为了使接收机中用于自动微调的频率控制环路的控制范围，相对于正确的调谐点成对称，而与场强无关，且不可能出现所不希望的稳定边缘调谐效应。
根据本文开头部份所描述的本发明的那种接收机的特征在于其控制信号发生电路包括有一个被配置在频率电压转换器和变容二极管之间的门限值衰减电路，该门限值衰减电路的门限电压主要相当于所述的基准值;并且当频率电压转换器的输出信号超过门限电压时，其转换因数就减少一个大体上是恒定且有限的dB数。
本发明是以一种认识为基础的，这就是对于用来补偿变容二极管的不对称电容-电压特性的控制信号的不对称的幅度修正来说，可以通过对高于基准值的频率电压转换器的输出信号，相对于低于基准值的输出信号进行线性放大或衰减来防止控制信号的幅度限制，从而防止稳定边缘调谐效应的出现。
当利用本发明的措施时，控制信号根据相对于基准值的频率偏移方向，具有正的或负的幅度变化值，该变化值最初随着频率偏移值而逐渐增加到某一给定的最大的正值或负值，然后再逐渐减小。控制信号的最大正的与最大负的幅度变化量与由这些幅度偏移量引起的、变容二极管相对于与基准值所对应的基准电容量的电容偏移量成反比。此外，每个这些最大的正的或最大负的幅度偏移值，主要是仅仅在相对于正确调谐点的某一给定的正的或负的频率偏移量时而发生的，或者换言之，控制信号的与频率相关的幅度变化在这些最大幅度变化值附近是一种曲线关系，从而防止了稳定的边缘调谐效应，并可得到与IF信号或场强的幅度无关的对称性。
根据本发明的接收机的一种易于实现的最佳实施例，其特征在于其门限值衰减电路包括有一个用于将频率电压转换器的输出电压与门限电压进行比较的电压比较器，以及一个被接到电压比较器并配置在频率电压转换器和变容二极管之间的分压器，所述电压比较器可在上述输出电压超过门限电压时提高分压器的分压比。
在另一个最佳实施例中，其特征在于其分压器包括有一个第一和第二电阻的串联装置，它的第一电阻也被接在频率电压转换器与变容二极管之间，而它的第二电阻被接到装在电压比较器中的第一晶体管的发射极，该第一晶体管通过其集电极接地，并通过其基极而接到第一偏压上，该第一偏压大体上等于门限电压和导通的第一晶体管的基-射结间电压的差值，第一晶体管实现一比较功能，而且也控制了分压器的分压比。
这种类型的接收机的其他一个最佳实施例的特征在于其第一电阻和第三电阻组成另一个分压器，并通过该第三电阻接到第二晶体管的发射极;该第二晶体管的导通方式是与第一晶体管相反的，并通过其集电极接到电源电压、通过其基极而接到第二偏压，该第二偏压大体上等于门限电压和导通的第二晶体管的基-射结间电压之和;首先提到的分压器的分压比与另一个分压器的分压比的比是与变容二极管的相对于对应于基准值的基准电容的电容-电压特性的不对称性是相反的。
当运用本措施时，控制信号的幅度的双边不对称性都可得以修正。
本发明将参考附图，通过举例进一步进行描述。
附图中图1示出了根据本发明的一种接收机。
图2示出了可控振荡器的变容二极管的电容-电压特性曲线以及控制信号的某特性曲线以说明本发明的工作。
图3示出了对控制信号进行双边幅度修正所用的门限值衰减电路。
图4示出了根据本发明的一种接收机所用的门限值衰减电路的另一种更一般的实施例。
图1示出了根据本发明的一种接收机1-9，它包括有一个备有天线输入端A的RF输入级1，该级被接到一个频率控制环路2-6，并通过该环路而接到一个信号处理单元7(例如立体声解码器和/或声频输出级)以及扬声器8和9。该频率控制环路装有一个混频级2，它被接到RF输入级1;一个中频(IF)部分3;一个频率-电压转换器4，它可以是例如一个FM(调频)积分检波器、一个FM-PLL(锁相环)一检波器、一个比例检波器等;一个控制信号发生电路5，它被接到一个变容二极管D，该二极管D是可控振荡器6的一个调谐元件，该振荡器6向混频级2提供一种频率可调谐的振荡信号。
在这种接收机中，信号处理本来是众所周知的，如将一个无线电频率(RF)的接收机信号，通过RF输入级1而加到混频级2，在那里该RF信号借助于振荡器信号的帮助而被转换成中频(IF)信号。在IF部份3中实现中频信号的选频。在FM接收机的情况下，则随后就在频率电压转换器4中实现鉴频，接着再在被接到那里的信号处理单元7中进行信号处理(例如立体声解码器)并用扬声器8和9进行再现。在AM接收机的情况下，则在IF部份3的输出端的AM检波器(未在图中示出)中实现AM检波，随后就在声频输出级(也未在图上示出)中进一步进行声频信号处理。
IF部份3和频率电压转换器4都被互相调谐在同一固定中频上。无论是在FM或AM接收机中，频率电压转换器4将IF信号的载频相对于固定中频的频率偏移转换成相对于对应于固定中频的基准值的信号幅度变化，该变化的大小和方向由这些频率偏移所确定。通过下面所要描述的方式，在控制信号发生电路5中从频率电压转换器4的输出信号中导出用于变容二极管D的控制信号(以后简称检波器电压)，就可完成自动微调;该控制信号可用一种负反馈的方式控制可控振荡器6的频率，因而也就可减少频率控制环路2-6中的频率偏移。
由于对应于相等大小的正或负的频率偏移的检波器输出电压相对基准值是对称地变化的，而相对于该基准值的变容二极管D的电压-电容特性是明显的不对称的;所以在控制信号随该基准值附近的频率而对称地变化的情况下，其控制范围也将是不对称的。为了说明这点，须参考图2，图中曲线K1示出了刚提及的二极管的特性曲线(二极管电容Cd和二极管截止电压VD的函数关系)，以及曲线K2示出了该对称的检波器电压的与频率有关的幅度变化，或者至少示出了它的直流分量的大小随频率偏移而变化的情况。
从二极管截止电压VD＝Vs-Vr时的基准电容Cr开始，(其中Vs是加到二极管D的阴极上的电源电压、而Vr是发生于于正确调谐时的基准电压)当IF信号的载频与固定中频相一致时，则一个相当于检波器电压的直流分量的、并沿K2曲线围绕Vr而在Vr+△V和Vr-△V之间对称地变化的控制信号Vc将产生一种在不对称地围绕Cr而在最大和最小电容值C1和C2之间的范围内的电容变化，其C1和Cr之间的范围内比Cr和C2之间的范围大得多。通过把最大值，此情况下是发生在频率f2的控制信号Vc的最大正的幅度(Q)，以发生在频率f1的控制信号的最大负的幅度(S)为参考，一直减小到例如Vr+ 1/2 △V，则最大电容值C1就能被减小到C3;于是C3和Cr之间的电容差值就基本上等于Cr和C2间的电容差值了，那时频率控制环路2-6对于正的频率偏移和对于负的频率偏移的环路增益就相等了，从而就形成一种对称的控制范围。
正如在现有技术中由图2中R点与P点之间的平坦部份所示，当通过限制控制信号Vc的幅度而得到这样的一种幅度的减小时，会在所述频率f2和对应于P点的频率f4之间的范围内可能产生一种不希望有的边缘调谐。
在根据本发明的接收机中，通过将控制信号的超过Vr的各值，相对于低于Vr的各值衰减一个恒定而有限的dB数(在给定情况下是3dB)，就可避免控制信号Vc的这样一种幅度限止。因此就可以保持在T点附近的、相当于Q点的频率的曲线部份。所以在f1和f2以外好的范围中，在频率控制环路中就有一种频率偏移的正反馈，结果产生一种防止发生稳定的边缘调谐的不稳定状态。
利用图1的接收机的控制信号发生电路5就可得到这样一种与相对于基准值Vr的方向有关的幅度的减低。控制信号发生电路包括有一个分压器R1、R2，该分压器的一端通过一个输入端10而接到频率电压转换器4的输出端，而另一端接到第一PNP晶体管T1的发射极。该晶体管T1的基极被接到第一偏压，而其集电极被接地。该第一偏压可在配置在电源Vs和地之间的分压器R4、R5的一个输出端取得。分压器R1、R2的电阻R1和R2间的连接点通过一个接地的电容C而接地(对诸信号频率来说)，并通过电阻R6和控制信号发生电路5的一个输出11而接到变容二极管D。
第一偏压通过分压器R4、R5而调节到一个这样的值，该值比检波器电压的基准值Vr约低一个二极管电压(接近600毫伏)，即晶体管T1在导通状态时的基-射结间的压降。因此有门限值衰减电路作用的分压器R1R2和晶体管T1的门限电压就等于基准值Vr对于超过基准电压Vr的诸检波器电压(K2曲线的虚线部份的O、P、Q、R)来说，晶体管T1是导通的，所以电阻R2就通过晶体管T1的射-集通道而接地，而检波器电压就被分压器R1R2的分压比所衰减。于是与频率有关的控制电压Vc就随着通过T点的K′2曲线的实线部份而变化。
当检波器电压降到低于基准值Vr时，晶体管T1的导通情况就减低。虽然在这个范围中，在一定程度上，分压器R1R2仍是起作用的，但实际上，其衰减作用是小到可忽略的地步，而与频率有关的控制电压Vc就基本上随着通过S点的K2曲线的实线部份而变化。
按照二极管的不对称特性，利用图3和图4(图中各元件的标号是同图1对应一致的)中的控制信号发生电路，来对基准值Vr以上和以下的检波器电压值进行幅度修正是可能的。在图3所示电路中，除了第一门限PNP晶体管T1以外，通过另外装入一个第二门限NPN晶体管T2来达到这种所谓的双边幅度修正的。晶体管T2的发射极通过第三电阻R3而接到第一和第二电阻R1和R2之间的连接点上，该第一和第三电阻R1和R3组成所谓的另一个分压器，晶体管T2的集电极接电源，而其基极接到第二偏压。第一和第二偏压是通过把电源电压Vs适当分压而得的，分压的方法是采用原有电阻R4的部分电阻R′4和R″4以及电阻R5来完成的。通过选择由R1和R2所确定的分压比和由R1和R3所确定的分压比之间比值，使其大致反比于二极管特性的围绕基准电容Cr的不对称的电容值;就可在恰当地选择偏压的情况下得到一种对称的控制范围。为了使控制信号具有经过S点和T点的由曲线K′2所示的、与频率有关的变化特性，检波器电压的变化幅度并不需要有一个给定值，但它可以大于图1电路的检波器电压的变化幅度。
图4示出了根据本发明的一种接收机所用的一种控制信号发生电路5的一般实施例，其中在第一和第二比较器COMP1和COMP2中可进行电压比较，在超过第一和第二门限电压V1和V2时该二比较器就将开关S1和S2闭合，因而产生一种与图3电路相同的检波器电压的双边幅度修正作用。
在一个实际使用的实施例中，电阻R1-R6对应地具有以下各阻值30KΩ;30KΩ;60KΩ;15KΩ;4.3KΩ;10KΩ。而电阻R′4和R″4分别具有4.3KΩ和10.7KΩ的阻值。电源电压Vs为1600毫伏;基准值Vr为800毫伏，而电容C为4.7μF。
显然，本发明的目的也可用不同的方式来实现，例如使用门限值放大器以高于基准值Vr的部份为参考对那些低于基准值Vr的检波器电压值进行放大，其实现方法是将控制电压加到二极管的阴极，以致与上述幅度修正恰好是反向的，从而使不对称的二极管特性得以合适地补偿，以及/或者在控制环路2-6中的其他地方用与频率或电压有关的转换功能相反的方法来实现。
权利要求
1.一种装有用于自动微调的频率控制环路的接收机，该接收机依次装有一个可控振荡器，它可用变容二极管装置来调谐频率；一个混频级，它接受来自可控振荡器的信号以将RF接收机信号转换成中频信号；一个频率电压转换器，它被调谐到一个固定的中频，以便将中频信号相对于该固定中频的频率偏移量转换成频率电压转换器输出信号相对于一个基准值的幅度变化量；以及一个控制信号发生电路，它是用来从频率电压转换器的输出信号中导出一个控制可控振荡器的变容二极管的控制信号，该可控振荡器可至少部份地对其不对称的电容-电压特性进行补偿，其特征在于该控制信号发生电路包括有一个门限值衰减电路，该门限值衰减电路被配置在频率电压转换器和变容二极管之间，该门限值衰减电路的门限电压主要对应于所述基准值，而它的转换因数在频率电压转换器输出信号超过该门限电压时可降低一个大体上是恒定而有限的dB数。
2.如权利要求
1中所要求的一种接收机，其特征在于门限值衰减电路包括一个用于将频率电压转换器的输出电压与门限电压进行比较的电压比较器，以及一个被接到电压比较器并被配置在频率电压转换器和变容二极管之间的分压器，所述的电压比较器在刚才提及的输出电压超过门限电压时可增加分压器的分压比。
3.如权利要求
2中所要求的一种接收机，其特征在于分压器包括有一个第一和第二电阻的串联装置，其第一电阻也被接在频率电压转换器和变容二极管之间，而其第二电阻被接到装在电压比较器中的第一晶体管的发射极，该第一晶体管通过其集电极接地，并通过其基极接到第一偏压，该第一偏压大致上等于门限电压和正在导通的第一晶体管的基一射结间的电压的差值。
4.如权利要求
3中所要求的一种接收机，其特征在于其第一电阻与第三电阻组成另一个分压器，并通过该第三电阻接到第二晶体管的发射极，该第二晶体管的导通方式与第一晶体的是相反的，并通过其集电极接到电源，通过其基极接到一个第二偏压，该第二偏压基本上等于门限电压和正导通的第二晶体管的基一射结间的电压的和，首先提及的分压器的分压比与另一个分压器的分压比的比是与变容二极管的电容一电压特性的不对称性是相反的。
专利摘要
配备一用于自动微调的频率控制环路的接收机依次装有一用变容二极管调频的可控振荡器；一接收来自振荡器的信号，将RF接收机信号转换成中频信号的混频级；一被调谐到固定中频的频率电压转换器，以将相对于固定中频的中频信号的频率偏移量，转换成转换器的输出信号相对于基准值的幅度变化量；一控制信号发生电路，用于从转换器的输出信号中导出一控制上述二极管的控制信号，该电路至少部分地补偿二极管的不对称的电容—电压特性。
文档编号H03J7/02GK86108014SQ86108014
公开日1987年8月5日 申请日期1986年11月24日
发明者安东尼厄斯·约翰尼斯·约瑟夫斯·科尼利厄斯·隆默斯 申请人:菲利浦光灯制造公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan