电流控制电路的利记博彩app

本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种用于发光二极管(led)组件的驱动电路系统中的电流控制电路。

背景技术：

现有led驱动电路系统将来自电网的交流(ac)电压进行整流后，对led组件进行驱动。其面临的一大问题是：电网中交流电压的波动会造成led组件平均电流的波动。

根据led的导通原理，只有在输入电压高于led的同相导通电压von时，led才会导通，因此led的导通角(即在一个交流电压周期中，led导通持续时间折合成的电角度)会随着电网中交流电压的波动而波动，从而造成led平均电流的波动。

图1示出了一种现有的led驱动电路系统的电路结构图，其中，运算放大器op、晶体管m1和电阻rcs构成线性电流控制环p1来设定流过led的电流io。该电路中，led平均电流iavg定义为led瞬时电流对导通时间的积分再除以总时间，可用如下公式(1)来表示：

iavg＝vref’*ton/(rcs*t)(1)

其中，vref’为运算放大器op同相输入端电压，也是运算放大器op和晶体管m1构成的电流模块的基准电压，vref’经由稳压器提供，基本恒定。rcs为电阻rcs的阻值，ton为led导通时间(即在所针对的总时长中，各单周期led导通时间的总和)，t为总时间(即所针对的总时长)。

图2示出了图1所示的电路系统的工作时序图。根据以上公式并结合图2所示的时序图可以看出，当电压波动方向为升高时，导通角变大，即ton变 大，led的平均电流会升高，当电压波动方向为下降时，导通角变小，即ton变小，led的平均电流会下降。led平均电流随电网电压波动而波动，会导致led闪烁问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出了一种电流控制电路，其用于发光二极管led组件的驱动电路系统中，能够在电网中交流电压波动的情况下，保持led组件的平均电流恒定，解决了上述问题。

一方面，提出了一种电流控制电路，所述电流控制电路用于发光二极管led组件的驱动电路系统中，所述驱动电路系统包括电流模块302和整流器303，其中整流器303对输入交流电压进行整流并提供给led组件301的正极，电流模块302的输入端vin与led组件的负极连接以设定流经所述led组件的电流。所述电流控制电路包括：稳压器304，所述稳压器的输入端连接电流模块302的输入端vin，稳压器的输出端连接第一运算放大器gm的同相输入端；第一运算放大器gm，所述第一运算放大器的反相输入端与所述电流模块302的输出端连接，第一运算放大器的输出端与电容器c1的一端连接，所述第一运算放大器的输出端电压vcomp为电流模块302提供基准电压；电容器c1，所述电容器的一端与所述第一运算放大器的输出端连接，另一端接地；以及电阻器rcs，所述电阻器的一端与第一运算放大器的反相输入端连接，另一端接地。

在一个示例中，所述驱动电路系统包括多个led组件以及分别为所述多个led组件设定导通电流的多个电流模块，以及其中，稳压器304的输入端与所述多个电流模块中的第一电流模块302a的输入端dr1连接，第一运算放大器gm的反相输入端与所述多个电流模块的公共的输出端cs连接。

在一个示例中，电流控制电路还包括分压器，其对所述第一运算放大器的输出端电压vcomp进行分压，以分别为所述多个电流模块提供基准电压。

在一个示例中，所述电流模块包括：第二运算放大器op，所述第二运算放大器的同相输入端接收由所述电流控制电路提供的基准电压，反相输入端连接电流模块的输出端，第二运算放大器的输出端连接晶体管m1的栅极；以及晶体管m1，所述晶体管的漏极连接电流模块的输入端，源极连接电流模块的输出端。

在一个示例中，所述第一运算放大器的输出端电压vcomp在led组件导通时下降，在led组件关闭时上升。

在一个示例中，流经所述led组件的平均电流iavg为：

iavg＝vref/rcs

其中，vref为第一运算放大器同相输入端电压，rcs为所述电阻器的电阻值。

根据下面参考附图对示例性实施例的详细说明，本发明的其它特征及方面将变得清楚。

附图说明

包含在说明书中并且构成说明书的一部分的附图与说明书一起示出了本发明的示例性实施例、特征和方面，并且用于解释本发明的原理。

图1示出了一种现有的led驱动电路系统的电路结构图。

图2示出了图1所示的电路系统的工作时序图。

图3示出根据本发明一实施例的电流控制电路的结构图。

图4a和图4b示出了图3所示电路的工作时序图。

图5示出了根据本发明的一个变形例的电流控制电路的电路结构图。

具体实施方式

以下将参考附图详细说明本发明的各种示例性实施例、特征和方面。附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的元件。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员应当理解，没有某些具体细节，本发明同样可以实施。在一些实例中，对于本领域技术人员熟知的方法、手段、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

图3示出根据本发明一实施例的电流控制电路的结构图，该电流控制电路用于led组件的驱动电路系统中。

如图3所示，驱动电路系统可包括电流模块302和整流器303，其中整流器303对输入交流电压vac进行整流并提供给led组件301的正极，电流模块302的输入端vin与led组件301的负极连接以设定流经所述led组件的电流io。

在一个示例中，电流模块302可具有类似于图1所示的结构，其可由运算放大器op(第二运算放大器)和晶体管m1构成，运算放大器op的同相输入端接收由电流控制电路提供的基准电压vcomp，反相输入端连接电流模块的输出端is，运算放大器op的输出端连接晶体管m1的栅极。晶体管m1的漏极连接电流模块的输入端vin，源极连接电流模块的输出端is。晶体管m1例如为mos开关管，在图2中示例了晶体管m1为n型mos开关管，本领域技术人员应理解，也可以用其他类型的晶体管作为替代，起到同样的开关作用。电流模块302的具体结构根据实际需要可有不同的变形设计，本发明对此不作限制。

如图3所示，本实施例的电流控制电路主要包括：稳压器304、运算放大器gm(第一运算放大器)、电容器c1和电阻器rcs。其中稳压器304的输入端连接电流模块302的输入端vin，即连接led组件301的负极，输出端连接运算放大器gm的同相输入端。稳压器304对输入端vin的电压进行稳压，以为运算放大器gm同相输入端提供稳定基准电压vref。运算放大器gm的反相输入端与电流模块的输出端is连接，输出端与电容器c1的一端连接，并为电流模块提供基准电压vcomp。电容器c1的一端与运算放大器gm的输出端连接，另一端接地，电阻器rcs的一端与运算放大器gm的反相输入端连接，即与电流模块的输出端is连接，另一端接地。

需要说明的是，图3以及其他电路结构图中的虚线是电路封装方式的一种示例，虚线内部代表集成在单个芯片上的电路元件，沿虚线的框vin、is、gnd、comp等代表芯片管脚。本领域技术人员应理解，图3以及其他附图中示出的封装方式仅为示例，实践中可根据需要来进行封装，例如电容c1和电阻rcs也可与运算放大器gm等封装在同一芯片内，本发明对此不作限制。

图4a和图4b示出了图3所示电路的工作时序图。现以图3所示实施例为例，结合图4a和4b来说明本发明实施例的电流控制电路的工作原理。

如图3所示，整流器303对来自电网的交流电vac进行全波整流，并产生输出电压vbus，经过led组件为其内部电路供电。运算放大器op、晶体管m1和电阻rcs构成电流控制环p1，确定单个周期内led导通时，led的瞬时电流iledsingle，参见以下公式(2)：

iledsingle＝vcomp/rcs(2)

其中vcomp是电流模块的基准电压，也是运算放大器gm的输出端电压，rcs是电阻器rcs的阻值。

运算放大器gm与电容c1连接，构成积分器，同时与运算放大器op、晶 体管m1、电阻器rcs构成环路p，用来确定led的平均电流iledavg。

如图4a所示，在系统上电时，假设电网电压未发生波动，输入交流电压vac为220v，整流器303对交流电压vac进行全波整流，并产生输出电压vbus，当vbus电压大于led组件301同相导通电压时，节点vin(即电流模块302输入端)产生电压，电路开始工作，运算放大器op同相输入端节点电压vcomp快速预充电，得到vcomp的初始电压，如图4a中t0—t1时段所示。此后，在单个周期中，当vbus电压大于led组件的导通电压时，led导通(如图4a中的t1-t2时段，即ton)，电容器c1放电，导致vcomp下降；当vbus电压小于led组件的导通电压时，led关闭(如图4a中的t2-t3时段，即toff)，电容器c1充电，导致vcomp上升。在电网电压不发生波动的情况下，每个周期的导通时间ton恒定，vcomp在单个周期中的平均值恒定，因此led组件的平均电流恒定。

当vac电压从220v向上波动，例如波动到240v时，由图4a可以看出，led的导通时间变长(参见t5-t6时段)，即电容器c1的放电时间变长，而led的不导通时间变短(参见t6-t7时段)，即电容器c1的充电时间变短，因此vcomp电压的平均值下降，导致led导通时的电流减小(其中iled示意了单周期内led导通时的电流的平均值)，所以，虽然led的导通时间变长，但led的平均电流保持不变。

当vac电压从240v向下波动，例如波动到200v，由图4a可以看出，led的导通时间变短(参见t9-t10时段)，即电容器c1的放电时间变长，而led的不导通时间变长(参见t10-t11时段)，即电容器c1的充电时间变长，因此电压vcomp的平均值升高，即led导通时的电流升高，所以，虽然led的导通时间变短，但led的平均电流保持不变。

图4b更形象地示意了本实施例的电流控制电路使led保持恒流的原理。其中i1，i2，i3分别示意了电网电压vac为200v，220v和240v时，在单周期内led组件导通时的电流的平均值。从图4b可以看出，本实施例保持led平 均电流恒定的原理是：单周期内，通过导通时的电流的增加或减少来弥补由于ac电压减小或增大而导致的导通角的减小或增大；即，ac电压减小时，led的导通角减小，此时使电压vcomp抬高、led导通时的电流增大，从而使led平均电流保持不变；ac电压增大时，led的导通角变大，此时使电压vcomp减小、led导通时的电流减小，从而使led平均电流保持不变。

在长周期(例如超过1000个交流电周期)的时间维度上看，本实施例的电流控制电路可使led组件平均电流iledavg稳定在公式(3)所示的恒定值：

iledavg＝vref/rcs(3)

图5示出了根据本发明的一个变形例的电流控制电路的电路结构图。与图2所示实施例不同的是，图2示出了led组件和相应的电流模块分别为一个，而图5示出了led组件和相应的电流模块分别为多个，例如为4个或根据需要的其他任意数量。

在图5所示的变形例中，电流控制电路还可包括分压电路305，其对运算放大器gm的输出端电压vcomp进行分压，以为多个电流模块分别提供基准电压vref1，vref2，vref3，vref4。通常vref1<vref2<vref3<vref4。分压器的具体结构例如可以是电阻串联分压的形式，本发明对此不做限制。稳压器304的输入端可与电流模块中的第一电流模块的输入端dr1连接，以为运算放大器gm提供稳定基准电压vref，各电流模块的输出端连接至公共输出端cs，运算放大器gm的反相输入端与公共输出端cs连接。

换言之，图2的实施例示出了电流控制电路为单段led组件提供闭环恒流控制的示例，而图5的变形例示出了电流控制电路为多段led组件(led1～led4)提供闭环恒流控制的示例，图5所示变形例的工作原理与图2所示实施例基本相同，这里不再赘述。

基于以上，本发明各实施例的电流控制电路能够调整不同导通角时的led导通电流，弥补因电网中交流电压波动造成导通角变化而引起的led平 均电流变化，使led平均输出电流保持恒定，避免了交流电压波动时的led闪烁问题。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。