具有改进的通带特性的横向耦合式体声波滤波器的制造方法

具有改进的通带特性的横向耦合式体声波滤波器的制造方法
【专利摘要】本发明涉及一种横向耦合式体声波(LBAW)滤波器(70)，其包括：用于携带体声波的振动层(73)；电极装置(71,72,74)，其包括：耦合于振动层(73)的第一电极(71)，用以激发至振动层(73)的至少一个具有第一频带的纵波模式和一个具有第二频带的剪切波模式，和耦合于振动层的第二电极(72)，用以感应滤波通过信号，其中第一和第二电极(71,72)相对于彼此横向地设置；与振动层(73)声学连接的声学反射器结构(75)。根据本发明，反射器结构(75)适于在第一频带处、比在第二频带处更有效地将振动层(73)与其周围环境声学隔离，从而在第二频带处抑制剪切波模式对滤波通过信号的影响。本发明有助于改善LBAW滤波器通带的质量。
【专利说明】具有改进的通带特性的横向耦合式体声波滤波器

【技术领域】
[0001]本发明涉及体声波(BAW)薄膜技术。具体地说，本发明涉及一种横向耦合式BAff(LBAff)滤波器以及借助LBAW滤波器对射频(RF)信号进行滤波的方法。这种滤波器具有权利要求1的前序部分所述的特征。

【背景技术】
[0002]BAff谐振器
[0003]体声波薄膜装置可用作谐振器。图1示出了基于薄膜技术的固定安装的压电BAW谐振器的示意图。构成谐振器的压电薄膜层和电极层将电信号转换成声学振动，反之亦然。谐振器固定地安装在硅衬底上，这意味着谐振器与具有由高、低声学阻抗(Z)材料的交替层所构成的声反射器(声布拉格反射器或“声反射镜”)的衬底声学隔离。这种类型的谐振器通常称为固定安装的谐振器(SMR)。另一种可能性是制作自立膜式谐振器，通常称为薄膜谐振器或FBAR。
[0004]在BAW装置中，体波的传播方向典型地沿着厚度轴(图1的z轴)。粒子位移要么垂直于传播方向(剪切波)，要么平行于传播方向(纵波)。在厚度方向上，声波具有声学波长λζ。体声波在电极之间反射，并且当压电层与电极的厚度d使得声学半波长的整数倍N包含在压电层与电极层所形成的厚度范围内时，即dpi_+els = Νλζ/2时，会产生驻波(厚度谐振)。厚度模式的特征基于整数N和粒子运动的方向。图2示出了两种体波模式:一阶厚度延伸(TEl)模式(上)和二阶厚度剪切(TS2)模式(下)。在TEl模式下，粒子位移平行于传播方向(厚度方向)，并且在压电层与电极的厚度内存在一个半波长(λζ/2)。在TS2模式下,粒子位移垂直于传播方向，并且在压电层与电极的厚度内存在一个波长(λ ζ)。
[0005]波也可以如同具有横波长λ ,,的板波那样在横向上传播。图2中针对TEl和TS2模式进行显示。在横向有限尺寸的谐振器中，由于来自谐振器边缘的反射，使得可以在横向上产生驻波模式。
[0006]谐振器的声学特性可以通过散布(dispers1n)图来描述，即，通过示出了体声波谐振模式的横波数Icl i = 2 π / λ i i对频率f的视图来描述，参见图3，其为BAW谐振器层堆叠的计算散布图的示例。BAW谐振器的散布特性主要由薄膜层堆叠来确定。图3中示出了二阶厚度-剪切TS2振动模式和TEl振动模式的初动频率(在该频率处振动模式首次出现)。针对TEl模式，初动频率与针对横波数kN = O的频率相同。基础的厚度谐振接近于k = 0(横波长为无穷大)。散布曲线描述了横向传播的波(板波)关于频率的特性。如果TS2模式出现在比TEl模式低的频率处，则认为散布为类型1，相反情况则认为是类型2。
[0007]BAff滤波器
[0008]滤波器可以通过电连接单端口谐振器而形成梯式或网格滤波器。另一种可能是通过针对声波将谐振器彼此放置得足够接近而在它们之间设置机械(声学)耦合，从而从一个谐振器耦接到另一谐振器。这种装置称为耦合式谐振滤波器(CRF)。
[0009]在BAW装置中，堆叠压电层之间的垂直声学耦合使用在堆叠式晶体滤波器(SCF)(参见IEEE1987年第41届频率控制讨论会会报第371-381页，“Thin film resonatortechnology”,作者R.M.Lakin等)和垂直耦合式CRF(参见ΙΕΕΕ2004年超声研讨会会报第 416-419 页，“Single-to-balanced Filters for Mobile Phones using CoupledResonator BA W Technology”,作者 G.G.Fattinger 等)中。在 SCF 中，两个压电层通过中间电极隔开。在垂直耦合式CRF中，耦合层用于修改压电层之间的耦合强度。CRF可使用SMR技术或膜技术来制备。
[0010]已经表明，薄膜垂直耦合式CRF提供相对较宽频带的频率响应(中心频率为1850MHz的为80MHz带宽，或者带宽是中心频率的4.3% (参见Fattinger等人的文献))。它们还能够进行不平衡至平衡(换衡)转换。垂直耦合式CRF的缺点是需要大量的层以及它们对压电层厚度的灵敏度。这使得制备工艺困难并因此昂贵。
[0011]体声波薄膜装置(LBAW)中的横向声学耦合是一种有前景的滤波器制备技术，但是它尚未获得广泛研究。然而，可以证明，TEl模式LBAW的滤波性能相当于或优于目前商业可获得的声波滤波器。然而，滤波器通带的下方可见强的杂散响应(由TEl模式形成)。杂散峰值是由于强的二阶厚度-剪切(TS2)波振动模式的激发而导致的。为了使该原型滤波器可商业实现，就必须对这种响应加以抑制。
[0012]更详细地，与垂直声学耦合相比，BAff中的横向声学耦合可通过由在压电层上彼此接近放置的电极所形成的两个或多个窄谐振器(宽度W是压电层厚度d的量级)来实现。图4a是在布拉格反射器45 (固定安装式谐振器类型，SMR)上制备的双电极LBAW40的示意图。反射器45将谐振器与衬底46隔离，以防止声能量泄漏到衬底中，从而减少损耗。压电激励(piezoactive)波导部以附图标记43表示，并且电极表示为部件41，42和44。
[0013]端口 I中的电输入信号通过压电效应转换成机械振动。这种振动越过间隙与端口2机械地耦合，并产生输出电信号。图4b的示例中的电极为叉指形(梳状)，但也可以是其他形状。耦合强度由结构的声学特性以及由电极之间的间隙来确定。
[0014]如针对双电极结构的图5a和5b所示的那样，在简化图中，带通频率响应由LBAW结构中所产生的两个横向驻波谐振而形成。在偶数模式谐振中，两个电极同相振动，而在奇数谐振中，它们的相位相反。针对运行在TEl模式下的谐振器而言，具有较长波长的偶数模式谐振在频率上低于波长较短的奇数模式谐振。驻波谐振之间的频率差确定了滤波器所能实现的带宽，并且该频率差取决于该结构的声学特性和电极尺寸。
[0015]LBAW较垂直CRF的主要常规优点在于简单的制备技术，因为只需要一个压电层并且不需要耦合层。在高频上的操作会比针对表面声波部件的操作更容易，因为操作频率主要由层厚度而不是电极尺寸来确定。近来，还证明，通过LBAW滤波器可获得宽带宽(3dB带宽为2GHz的5% )，这使得它们针对大多数射频应用均是可行的，参见IEEE于2010年10月11-14 日的 2010 年超声研讨会(IUS)会报第 966-969 页，“Laterally coupled BAff filterswith5% bandwidth”,作者Meltaus, J.等。这也可以从图6a和图6b中看出，图6a不出了针对CRF滤波器(3dB带宽为4.3%)的带宽，而图6a示出了针对LBAW滤波器的更宽带宽。可以看出，针对所希望的TEl通带上的信号质量，LBAff也优于CRF。
[0016]当前响应的问题在于由厚度-剪切TS2模式引起的低于所期望的通带的杂散通带。为了防止声能量耗散到衬底中，优选以如下方式设计反射器堆叠(reflector stack):反射器堆叠不仅反射纵波而且还在一定程度上反射剪切波。而且，由于横向拓扑包括窄结构，垂直电激励信号与剪切模式振动存在强耦合。因此，厚度剪切波模式被有效地激发并且还与滤波器结构电耦合，由此产生了不希望的通带。图6b中清楚看到位于1790MHz处的杂散响应。由于薄膜层堆叠的声学特性，TS2通带位于相对接近且低于滤波器通带的频率处。
[0017]在垂直耦合式BAW的情况中，先前已经报道过由反射器设计而产生的不希望通带抑制，参见 R.Aigner 等人的 “Bulk Acoustic Wave Filter and Method for EliminatingUnwanted Side Passbands” 以及 US 2005/0200433。此外，US 6，933，807 还论述了将多个BAW谐振器(垂直地)耦合以形成具有最优通带的滤波装置的可能性。在这些例子中，不希望的通带不过是相对远离实际通带，并且不像在LBAW装置的情况中那样地接近滤波通带。而且，它们是操作模式的主要更高次谐波，即，与操作模式相同(通常为纵向)但却是更高阶振动模式，而不是不同的(通常为剪切)模式。在LBAW装置中，与剪切振动的耦合要比BAW型CRF中的耦合强，其中BAW型CRF中的横向尺寸通常远远大于LBAW中的横向尺寸(CRF中的压电层厚度的100倍，大约为LBAW的压电层厚度)，并且横向场不明显。在BAW型CRF中节约操作频率上的剪切振动能量不像在LBAW中那样重要。因此，BAW型CRF所使用的技术和结构无法用于抑制LBAW滤波器中产生的不希望通带。
[0018]因此，需要一种用于抑制LBAW滤波器的不希望通带的改进技术。


【发明内容】

[0019]本发明的目的是提供一种用于改善LBAW滤波器的通带质量和近通带(near-passband)响应的技术方案。
[0020]本发明基于如下评论:尽管不希望杂散通带很接近所期望通带，但可以通过在压电滤波器下方设置反射器堆叠来抑制不希望部分，其中所述反射器堆叠设计为:在所述不希望通带的频率处使剪切波穿过所述反射器，而在滤波器通带处对剪切波和纵波二者进行反射以确保低损耗。
[0021]更具体地，根据本发明的横向耦合体声波滤波器的特征在于权利要求1所述的特征。优选实施例的特征在于从属权利要求。
[0022]在一个实施例中，所述滤波器包括:
[0023]-压电激励振动层，其用于携带体声波，
[0024]-电极装置，其耦合于所述振动层，用于激发至所述振动层的至少一个具有第一频带的纵波模式和一个具有第二频带的剪切波模式，并且
[0025]-为感应滤波通过信号，所述电极装置包括彼此间横向声学耦合且放置在所述振动层之上的第一和第二电极装置，以及与所述振动层的底边相耦合的导电的第三电极，和
[0026]-与所述振动层声学连接的声学反射器结构，所述反射器结构适于在所述第一频带、比在所述第二频带更有效地将所述振动层与其周围环境声学隔离。
[0027]换言之，针对处于所述第一频带的声学模式的所述反射器结构的反射率要优于针对处于所述第二频带的声学模式的反射率。
[0028]在一个实施例中，根据本发明的对电RF信号进行滤波的方法包括:
[0029]-设置体声波谐振器，以形成横向体声波滤波器，所述体声波谐振器包括:
[0030].单个振动层，
[0031].第一和第二电极,其稱合于所述振动层并且彼此横向声学稱合,和
[0032].声学反射器结构，其适于将所述振动层与其周围环境进行声学隔离，
[0033]-将待滤波的RF信号馈送至所述第一电极，以激发至所述振动层的声波，其中所述声波包括至少一个具有第一频带的纵波模式和一个具有第二频带的剪切波模式，
[0034]-通过允许剪切波至少部分地通过所述声学反射器结构来在第二频带处抑制所述剪切波模式，
[0035]-通过由所述声学反射器结构的反射，将处于所述第一频带的所述纵波模式和剪切波1吴式基本上保持在所述振动层中上，
[0036]-使用所述第二电极来读取所述滤波通过信号。
[0037]根据一个实施例，在电频率响应(插入损耗)中，与所述第一频带相比，所述第二频带被抑制了至少6dB,更具体说的是至少10dB。
[0038]根据一个实施例，所述反射器结构包括非对称式多层结构，其中所述层的厚度及声学阻抗适于展现在接近所述振动层的第一区域中以及在远离所述振动层的第二区域中的不同声学特性。
[0039]根据一个实施例，所述反射器结构位于底部电极层下面，从而使得所述反射器结构的最上层(典型地由S12制备)与所述底部电极层相接触。所述底部电极层可以是连续的或图案化的。
[0040]所述反射器结构优选为层状结构，该结构包含由具有不同声学阻抗的至少两种不同材料构成的五层或更多层堆叠的可分辨层。通常，不同材料的层交替地排列。
[0041]所述反射器结构和/或谐振器结构或者它们的界面还可以包含一个或多个附加层，例如粘合层。
[0042]根据一个实施例，所述反射器结构的至少某些层厚度与理想声学布拉格反射器(纵向四分之一波反射器)的层厚度不同，其中不同的材料层交替，并且具有相同声学阻抗的层的厚度相同。如本文所用的“纵向四分之一波反射器”满足以下等式:
[0043]t = λ /4 = Vlongitudianl/ (4f0)
[0044]其中，操作频率为&，Vlongitudianl是反射器中每种材料的特性，并且在&处纵向体波的速度由λ = Vlmgitudianl/f。给出。
[0045]根据一个实施例，所述第一和第二频带部分地重叠，并且所述反射器结构适于基本上仅在频带的非重叠范围中提供对剪切波的影响的所述抑制。
[0046]具体的说，在本结构中，所述反射器最上层下面的层可被修改，从而使得剪切波不会在所述第二频带处(即，在TS2谐振频率处及其周围)被有效地反射，但与此同时，剪切波在滤波器频带(即，TEl的谐振频率)处被有效地反射以确保低损耗。另一方面，可以修改最上层以改变反射器结构的散布特性。更详细的设计原理及示例将在后续说明。
[0047]根据另一实施例，作为调整层厚度的替代或附加，所期望的与频率相关的反射器效果还通过从一组多于两种的材料中选择所述反射器结构中各种层的声学材料来实现。
[0048]装置(具体来说是反射器结构)的散布特性以可进行滤波器操作的方式来设计:即，在滤波器频带内发生电极中的能陷(energy trapping)并且该结构优选表现为具有有效纵波反射率的类型I散布。然而，也可以设计表现为类型2散布的结构。
[0049]振动层通常为压电激励层。对压电层以及其相对侧上的电极层的厚度进行修改，从而实现结构中的能陷和期望的谐振频率。
[0050]本发明具有显著优点，其中最重要的是由于改进的通带特性使得LBAW滤波器更适于商业RF应用。已经证明，不论杂散与滤波通带有多接近，通过重新设计反射器，使得在剪切波的通带频率处杂散剪切波能穿过反射器，而在滤波通带处可对纵向和剪切波二者均进行反射，从而对不希望通带抑制了 SdB。同时，在滤波通带处的损耗没有显著增加，这是对滤波器的高效操作的基本要求。这意味着对通带质量的极大改善。通过进一步优化，可预期大于1dB的抑制。
[0051]与垂直耦合式BAW滤波器相比，本结构允许显著减少所需的层数。具体的说，只需要一层压电激励主振动层和较少的电极层。因此，本发明也减少了压电激励主振动层厚度的制造公差(由于多个这种层之间不需要耦合)。
[0052]下面，参考附图，对本发明实施例及其优点做出更详细说明。

【专利附图】

【附图说明】
[0053]图1:基于薄膜技术的固定安装式压电BAW谐振器的示意图。
[0054]图2:示出了 BAW谐振器中的TEl和TS2板波模式的示意性侧视图。
[0055]图3:示出了板波模式的横波数Iil i = 2π/λ ||VS激励频率f的散布图。
[0056]图4a:具有四分之一波长反射器的双顶电极式LBAW滤波器的示意性侧视图。
[0057]图4b =LBAff滤波器中的电极布置的俯视图。
[0058]图5a =LBAff结构中产生的偶数与奇数横向驻波模式。
[0059]图5b: ? LBAff结构中产生的两种横向驻波所形成的带通频率响应曲线的示意图。
[0060]图6a:垂直耦合式CRF的带宽曲线图。
[0061]图6b:基准LBAW滤波器的带宽曲线图。
[0062]图7a:具有能抑制不希望剪切波响应的反射器结构的双端口 LBAW滤波器的侧视图。
[0063]图7b:声学反射器TS2的反射率对能抑制不希望剪切波响应的反射器结构的频率的示意图。
[0064]图8a:通过修改反射器堆叠来抑制LBAW滤波器中TS2通带的示意图，由此，品质因数Q = I/ (1-1 r|2),r =反射率，针对TS2谐振频率处的剪切波的反射率降低(虚线)，而针对纵波的反射率则保持不变。复合值是基于假设1%的声能量在剪切振动中来计算的。
[0065]图Sb:示出了对不希望的TS2通带进行抑制的示意性频率响应曲线。
[0066]图9a =LBAff堆叠的金属化区域的仿真散布图(TS2初动频率为?1800MHz而TEl在?1990MHz处初动)。
[0067]图9b:经修改的LBAW堆叠的金属化区域的仿真散布图(TS2曲线非常弱，这表示损耗波模式，TEl的初动频率为?1990MHz)。
[0068]图1Oa:未修改的LBAW堆叠中的反射器反射率的一维仿真。实曲线:纵波，虚曲线:剪切波。
[0069]图1Ob:经修改的LBAW堆叠中的反射器反射率的一维仿真。实曲线:纵波，虚曲线:剪切波。
[0070]图11:通过针对未修改的堆叠(实曲线)和经修改的堆叠(虚曲线)的FEM仿真来计算的信号传输(电频率响应)(已将经修改的堆叠中的不希望的TS2通带抑制了 8dB)。

【具体实施方式】
[0071]图7a示出了根据本发明的一个实施例的滤波器结构。该结构包括平面底部(基部ground)电极层74上的平面压电激励层73。输入和输出端口或电极71和72由压电激励层73顶部上的图案化层来制备。底部电极74下面是由若干子层75a-e形成的声学反射器75。子层包括交替形式的低阻抗层75a，75c及75e和高阻抗层75b及75d。声学反射器75下面是用于支承整个结构并吸收穿过声学反射器75的声能量的衬底76。
[0072]更详细地，根据图7自上而下列出的结构包括:
[0073]-导电性顶部电极层，其被图案化以形成至少两个电极71和72，
[0074]-压电激励层73，
[0075]-导电性底部电极层74，
[0076]-反射器堆叠，其包括:
[0077].具有第一厚度的低阻抗第一层75a,
[0078].具有第二厚度的高阻抗第二层75b，
[0079].具有第三厚度的低阻抗第三层75c，
[0080].具有第四厚度的高阻抗第四层75d，
[0081].具有第五厚度的低阻抗第五层75e，
[0082]-支承整个滤波器70的衬底层76。
[0083]术语低阻抗和高阻抗应当理解为使得每个低阻抗层的声学阻抗不大于任何高阻抗层的声学阻抗。低阻抗层和高阻抗层通常由不同材料制成。在这些组中的每个组内，该组中各个层的材料以及相应的声学阻抗通常彼此相同，但是也可以互不相同。
[0084]与现有技术的LBAW滤波器相反，对声学反射器75的子层75a_e的厚度进行调整，从而选择性地使振动层73中所产生的不同模式的通带频率通过或被反射。存在一些可单独使用或组合使用的一般性规则来设计这种反射器结构:
[0085]-位于所期望的操作频率(例如，滤波器中心频率)处的四分之一波长反射器可以作为设计起点。也就是，在所期望的操作频率处，各反射器层厚度是在此频率时材料中所使用的声波类型(例如，纵向体波)的声学波长的四分之一。
[0086]-根据所使用的压电材料以及要使用的振动模式，可能有必要调整层的厚度从而获得所期望的散布特性。例如，当使用固有地具有类型2散布的压电AlN时，获得那种在频率上使二阶厚度-剪切模式(TS2)低于TEl模式的散布类型可能较为理想。针对1/5102反射器而言，这通常意味着增加最上层S12层的厚度。
[0087]-为了确保低损耗，理想的是使剪切波反射位于滤波器通带内部。为此，可以调整层厚度(包括振动层和电极层)。通常，这意味着根据它们的四分之一波长值来减小反射器层厚度。
[0088]-在确定谐振频率或不希望的振动模式(其形成不希望的通带响应，例如TS2)的频率之后，调整层厚度，以便针对那些频率周围的不希望振动来降低反射器的反射率，而所期望的散布类型和滤波器通带处的低损耗得以保留。为此，应尽可能少地修改谐振器的层(振动层和电极)和最接近谐振器的反射器层，优选为根本不做修改。如果需要的话，将它们修改为接近但不超过其在不希望响应的频率处的四分之一波长值。这确保了滤波器的操作保持为近似最优。
[0089]-最上层的反射器层下面的反射器层修改为接近、如果需要时超过其在不希望响应的频率处的四分之一波长值。这确保了不希望的剪切波频率可通过反射器。
[0090]根据以上给出的一般性规则，可对若干实际的实施例进行描述。
[0091]根据一个实施方式，堆叠包括至少两个高声学阻抗层，其中距离振动层较远的那一高声学阻抗层比更接近振动层的高声学阻抗层厚。
[0092]根据一个实施例，堆叠包括至少三个低声学阻抗层，其中最外层不会厚于最外层之间的任何低声学阻抗层的厚度。
[0093]在一典型实施例中，最接近振动层的反射器层所具有的厚度大于具有相同数量的层并且处于不希望响应的频率的纵向四分之一波长反射器结构的相应层的厚度，而其余反射器层中的至少一个层具有比它们的相应层小的厚度。在一个实施例中，只有最上层的反射器层下面那层(即，自顶部的第二反射器层)所具有的厚度小于它在纵向四分之一波长反射器结构中的相应层的厚度。其他层具有相同或更大的厚度。
[0094]例如，与不希望响应的频率上的纵向四分之一波长反射器结构相比，五层的反射器结构如下:
[0095]?第一层75a(最上层)有较大厚度。
[0096].第二层75b具有较小厚度。
[0097].第三层75c具有较大厚度。
[0098].第四层75d具有较大厚度。
[0099].第五层75e具有较大厚度。
[0100]为给出更确切的示例，各层自上而下的相对厚度处于以下范围内(压电激励层的相对厚度是1800个单位):
[0101]-低阻抗第一层:900-1200，特别为950-1050，
[0102]-高阻抗第二层:500-700，特别为520-580，
[0103]-低阻抗第三层:900-1400，特别为1000-1300，
[0104]-高阻抗第四层:750-1000，特别为800-900，
[0105]-低阻抗第五层:850-1100，特别为900-1000。
[0106]根据一个实施例，上面提及的单位是纳米。相应的纵向四分之一波长反射器层的厚度将在下面的章节“仿真示例”中给出。
[0107]图7b中示出了反射率的概略形状对根据图7a的反射器结构的剪切波的频率。可以看出，在TS2通带的频率处存在显著的切口，其专门抑制杂散响应。
[0108]如后面将借助仿真而示出的那样，可以在实际中实现这种行为(图1Oa和1b)。
[0109]根据一个实施例，电极71，72包括在振动层顶部上的两个局部或图案化电极，并且在振动层下面存在附加的一个平面电极层。具体地说，电极71，72可设置在振动层顶上的叉指形(梳状)构造中，以便形成叉指形换能器(IDT)。
[0110]如图7a所示，取代作为平面的连续电极层，底部电极层也可以进行图案化以形成至少两个电极。根据一个实施例，底部电极层包括布置在叉指形构造中的两个电极部分(未示出)。根据一个实施例，顶部和底部电极二者均适于作为叉指形换能器，以便形成四电极滤波器。优选的是，顶部和底部电极具有相同的几何形状，具体说是相同的叉指形几何形状。
[0111]如果在压电激励层的顶部和底部上有两个电极，则可以在滤波器中实现简单的平衡-不平衡(换衡)信号转换(也称为差分单端转换)。目前许多无线电装置使用单独的换衡部件。已证明，具有TS2抑制反射器结构的本LBAW滤波器能在单个部件中与换衡转换相兼容，这使得本发明更加适于实际应用。
[0112]电极和堆叠设计为在滤波器所期望的通带频率处陷获(trap)振动层的所期望的波模式。
[0113]应当指出，反射器堆叠优选设计为不但能反射纵波(其是滤波器通带内的显著波模式)，而且还反射剪切波(其在较小程度上也出现在厚度延伸模式中，以便最大化滤波器的输出信号)。因此，反射器堆叠设计为使其在通带内能良好地反射纵波和剪切波，但在TS2模式的初动处及其周围传送剪切波，从而抑制不希望的通带响应。
[0114]用于滤波器的不同层的可能材料包括:
[0115]-顶部电极:Al、Mo
[0116]-压电激励层:A1N、ZnO、ScAIN、LiNbO3
[0117]-底部电极:Mo、Al、Pt
[0118]-低阻抗反射材料:S12
[0119]-高阻抗反射材料:W、Mo、AlN、ZnO、Si3N4、Ta2O5
[0120]-衬底:硅、玻璃、石英、蓝宝石
[0121]然而，还可以选择可用于每个层的其他可能的材料。
[0122]根据一个实施例，调整后的堆叠还设计为保留可使滤波器操作获得更低损耗的其他特性:类型I散布、滤波器结构内的能量陷获(滤波器之外的渐逝波)、以及足够高的机电耦合系数。还有利的是，使TS2模式在频率上尽可能远离TEl模式。然而，TS2模式的峰值通常在所期望的滤波器操作频率的15%之内，由此根据上述原则，需要非常细致地调整反射器。
[0123]仿真示例
[0124]在下文中，借助两种反射器及谐振层堆叠的设计来说明本发明的可行性。第一种(称为未修改堆叠)设计为可有效地反射纵波和剪切波，并具有强TS2响应。
[0125]然后，对未修改堆叠进行修改，以获得上述功能。这种堆叠用来说明本发明。
[0126]在表I中，针对原始(未修改)的反射器及谐振器堆叠以及经修改的堆叠，自上而下地给出层的材料和厚度。作为参考，还给出了在1800MHz (接近TS2曲线的初动频率)处的反射器层的四分之一波长厚度。
[0127]表1:仿真堆叠中自上而下的层厚度(nm)。针对反射器层，还给出了针对在TS2初动频率(1800MHz)处的纵波的是四分之一波长反射器。
[0128]I * 一I Si()2 3 IW2 ^S1? II \\Ψ { S1I I 飞^Mo { Λ1Ν ]^Al^^
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[0129]应当指出，层的材料可以是本示例所使用材料以外的其他材料。
[0130]由此可知，在经修改的堆叠中，最接近谐振器(Wl和Si02_l)的反射器层根本不做修改，或者仅是从剪切-反射厚度向着四分之一波长厚度稍做修改。另一方面，下面的层(Si02_2、W2、Si02_3)，改变得甚至比四分之一波长堆叠所需要的还多。为了保留必要的滤波操作特性，谐振器层(压电振动层和电极层)可能也需要修改。
[0131]散布特性
[0132]图9a_9b示出了针对两种堆叠中的金属化区域而计算的散布特性(参见【专利附图】

【附图说明】)。正X轴表示实波数(传播波)，负X轴表示虚波数(渐逝波)。锐曲线意味着波模式是单纯传播模式还是渐逝模式，模糊曲线表示复数波数/有损波模式。
[0133]未修改的LBAW的示例性堆叠的金属化(电极)区域的散布(图9a)显示出TS2模式与TEl模式在K = O时的频率之间的频率差为?160MHz，其中TEl模式起始于1990MHz而TS2模式起始于1830MHz。
[0134]在经修改的示例性堆叠的电极区域(图9b)中，TEl模式起始于1990MHz，并且针对TS2曲线在K = O时的频率为1830MHz。因此，与未修改的堆叠相比，散布曲线在频率上不会显著位移。针对TS2模式的曲线不太突出，这表明波模式损耗较大。
[0135]反射器的反射率
[0136]针对未修改及经修改的堆叠的仿真反射器反射率绘制在图1Oa和1b中。在未修改堆叠中，在TEl谐振频率(1990MHz，由垂直虚线表示)处，纵波(实线)的反射率接近1，而剪切波(虚线)的反射率接近0.995。在TS2模式的初动频率(1800MHz，由垂直虚线表示)处，剪切波的反射率也较高(线性刻度为0.992)。
[0137]在经修改的堆叠中，在TEl和TS2模式的初动频率(1990Mhz和1800MHz，由垂直虚线表示)处，纵波的反射率接近I。对剪切波而言，在TS2模式的初动频率(1800MHz，由垂直虚线表示)周围的反射率显著减小，反射率大约为0.55。注意，图中不同的y轴刻度。
[0138]位移场
[0139]层堆叠中剪切波的位移场分布例如可通过仿真来研究。通常，在未修改堆叠中，在顶层S12层的位移幅度非常高，并且越深入堆叠位移幅度越低。在经修改的堆栈中，整个反射器的位移幅度相当。这表明，在经修改的堆叠中，剪切振动穿过了声学反射器而没有被有效反射。
[0140]FEM (有限元)仿真
[0141]一维模型不会同时考虑纵波横波和剪切波。为了更详细地仿真出效果，使用COMSOL多物理量FEM求解器。
[0142]图11示出针对未修改(实曲线)和经修改(虚曲线)的堆叠而计算的(FEM)信号传输(电频率响应)。与未修改的堆叠相比，经修改的堆栈中的TS2响应(参见以下滤波器通带，略高于1800MHz)抑制了?8dB。滤波器通带的损耗水平保持不变。
【权利要求】
1.一种横向I禹合式体声波滤波器(70),包括: -用于携带体声波的振动层(73)， -电极装置(71，72，74)，其包括:耦合于所述振动层(73)的第一电极(71)，用以激发至所述振动层(73)的至少一个具有第一频带的纵波模式和一个具有第二频带的剪切波模式，和耦合于所述振动层的第二电极(72)，用以感应滤波通过信号，其中所述第一和第二电极(71,72)相对于彼此横向设置， -与所述振动层(73)声学连接的声学反射器结构(75), 其特征在于， -所述反射器结构(75)适于在所述第一频带处、比在所述第二频带处更有效地将所述振动层(73)与其周围环境声学隔离，从而在所述第二频带处抑制所述剪切波模式对所述滤波通过信号的影响。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，在电频率响应中，就插入损耗而言，与所述第一频带相比，所述第二频带抑制了至少6dB，特别为至少10dB。
3.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述反射器结构(75)包括非对称的多层结构(75a_e)，其中所述层的厚度和声学阻抗适于展现接近所述振动层(73)的第一区域中以及远离所述振动层的第二区域中的不同声学特性。
4.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述反射器结构(75)包括至少四层交替排列的高 、低声学阻抗层(75a_e)的堆叠，其中所述低阻抗层(75a，75c，75e)中每一层的固有声学阻抗不大于所述高阻抗层(75b，75d)中任一层的固有声学阻抗。
5.根据权利要求4所述的滤波器，其特征在于， -所述堆叠中最靠近振动层(73)的最上层(75a)的厚度大于四分之一波长纵向反射器结构中相应层的计算层厚度，其反射率针对所述第二频带而处于最高， -所述最上层(75a)下方的堆叠中的层(75b_e)中至少一层的厚度、优选为至少一半的层的厚度、典型地为所有层的厚度小于所述四分之一波长纵向反射器结构中相应层的计算层厚度，其反射率针对所述第二频带而处于最高。
6.根据权利要求4或5所述的滤波器，其特征在于，所述堆叠包括至少两个高声学阻抗层(75b，75d)，其中更远离所述振动层(73)的那一层(75d)比更接近所述振动层(73)的那一层(75b)厚。
7.根据权利要求4-6中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述堆叠包括至少三个低声学阻抗层(75a，75c，75e)，其最外层(75a，75e)不厚于所述最外层之间的低声学阻抗层(75c)中的任一层。
8.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述振动层(73)由压电材料制成，并且所述第一和第二电极(71，72)相对于彼此横向设置在所述振动层(73) —侧上，并且所述电极装置还包括设置在所述振动层(73)的相对侧上的第三平面电极(74)。
9.根据权利要求1-7中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述振动层(73)由压电材料制成，并且所述第一和第二电极(71，72)设置在所述振动层(73)的一侧上，并且所述电极装置包括相对于彼此横向设置在所述振动层的相对侧上的第三和第四电极。
10.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述电极装置包括在所述振动层(73)的一侧或两侧上设置的叉指形构造中的两个分支电极。
11.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述纵波模式是一阶厚度延伸(TEL)模式，并且所述剪切波模式是二阶厚度剪切模式(TS2)。
12.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述剪切波模式的频率偏离于所述纵波模式的频率不超过15%。
13.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括自上而下列出的但不排除任何中间层的下列层: -导电的第一电极层，其被图案化以形成至少两个电极(71，72)， -压电激励层(73)， -导电的第二电极层(74)， -具有第一厚度的低阻抗第一层(75a)， -具有第二厚度的高阻抗第二层(75b)， -具有第三厚度的低阻抗第三层(75c)， -具有第四厚度的高阻抗第四层(75d)， -具有第五厚度的低阻抗第五层(75e)， -支承整个滤波器的 衬底层(76)， 其中，所述低阻抗层(75a，75c，75e)中每一层的固有声学阻抗不大于所述高阻抗层(75b, 75d)中任一层的固有声学阻抗。
14.根据权利要求13所述的滤波器，其特征在于，各层的相对厚度处于如下范围内，其中所述压电激励层的相对厚度为1800个单位: -低阻抗第一层(75a):900-1200,特别为 950-1050， -高阻抗第二层(75b):500-700,特别为520-580， -低阻抗第三层(75c):900-1400,特别为1000-1300， -高阻抗第四层(75d):750-1000,特别为800-900， -低阻抗第五层(75e):850-1100,特别为900-1000。
15.根据权利要求14所述的滤波器，其特征在于，所述振动层(73)的厚度为500-3000nm，特别是 1500_2000nm。
16.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述第一频带在0.5-5GHz范围内。
17.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，所述第一和第二频带部分地重叠，并且所述反射器结构(75)适于基本上仅在频带的非重叠范围处提供对剪切波影响的所述抑制。
18.根据上述权利要求中任一项所述的滤波器，其特征在于，在所述第二频带处使剪切波穿过所述反射器结构(75)，并且在所述第一频带中剪切波和纵波二者均从所述反射器结构(75)中反射。
19.一种电RF信号的滤波方法，包括: -设置根据上述权利要求中任一项所述的横向体声波滤波器(70)，-将待滤波的RF信号馈送至所述第一电极(71)，从而激发至所述振动层(73)的声波，其中所述声波包括至少一个具有第一频带的纵波模式和一个具有第二频带的剪切波模式，-通过允许剪切波至少部分地通过所述声学反射器结构(75)而在第二频带处抑制所述剪切波模式， -通过由所述声学反射器结构(75)的反射，在所述第一频带处将所述纵波模式和剪切波丰旲式基本上保持在所述振动层(73)中， -使用所述第二电极( 72)来读取所述滤波通过信号。
【文档编号】H03H9/17GK104205632SQ201280066944
【公开日】2014年12月10日 申请日期:2012年11月9日 优先权日:2011年11月11日
【发明者】约翰娜·麦陶斯, 托马斯·彭萨拉 申请人:芬兰国家技术研究中心