半导体器件和使用所述器件的开关调节器的利记博彩app

专利名称：半导体器件和使用所述器件的开关调节器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及用于执行输出晶体管的开关驱动控制的半导体器件，并且涉及一种使 用这种器件的开关调节器。
背景技术：
图11是示出了传统开关调节器的电路方框图。如图11所示，η沟道M0S(金属氧 化物半导体)场效应晶体管201a用作传统开关调节器中的输出晶体管，需要大于输入电压 Vin的栅极电压以导通所述晶体管201a。鉴于这种原因，传统的开关调节器配置有自举电 路(二极管203和电容器以)，并且将超过所述开关端子SW中的开关电压Vsw电容器C2的 充电电压(通过从恒定电压Vreg减去二极管203的正向电压降Vf获得的电压)的自举电 压Vbst提供给驱动器20加，用于产生所述晶体管201a的栅极电压。可以引用日本未审专利公开No. 2009-108115和10-014217作为与开关调节器有 关的现有技术示例。

发明内容
图12是说明了自举操作的示例的波形图。在图中，实线是开关电压Vsw，虚线是自 举电压Vbst。因为常规操作期间在自举端子BST和开关端子SW之间不会产生大于等于恒定电 压Vreg(例如5V)的电势差，不需要用于耐高压的驱动器20加。然而，例如当在自举端子BST和输入端子VIN之间形成短路时，在所述自举端子 BST和开关端子SW之间产生与所述输入电压Vin相对应的电势差(例如，12V)。因此，此时 可能在驱动器20 中发生击穿。即使当此时避免了驱动器20 的击穿时，当晶体管201a 导通时，通过自举端子BST和开关端子SW之间的自举操作产生与约两倍于输入电压Vin 相对应的电势差(例如MV)，使得可以防止驱动器20 击穿，除非所述驱动器20 设计用 于耐高压。在最差情况下，由于当驱动器20 已经击穿的情况下不再可能按照常规方式导 通或截止晶体管201a，可能发生爆炸或者着火。将驱动器20 设计为耐高压以便能够甚至在与两倍于输入电压Vin的电势差下 操作，结果是驱动器20 占据非常大的面积。因此，遇到了开关电源IC200变得更大且更 加昂贵的问题。鉴于本申请发明人遇到的这些问题，本发明的目的是提供一种半导体器件，所述 半导体器件允许将整个器件制造为更耐高压，同时抑制了器件尺寸和成本的增加，并且提 出了一种使用这种器件的开关调节器。为了实现所述目的，根据本发明的半导体器件配置用于具有m沟道或npn型输出 晶体管，其中将输入电压施加到漏极或集电极，从源极或发射极引出与晶体管的开关驱动 相对应的脉冲开关电压；自举电路，用于产生比开关电压增加预定电势的升压电压；内部 电路，用于接收所述升压电压的供应以产生开关驱动信号，并且将所述信号供应给输出晶体管的栅极或基极；过压保护电路，用于监测所述开关电压和所述升压电压之间的电势差， 并且用于产生过压检测信号；以及开关元件，根据所述过压检测信号，在所述内部电路和施 加所述升压电压的端子之间建立/阻断电传导。利用这样配置的半导体器件，可以将整个器件制造地更能耐受高电压，同时防止 尺寸和成本增加，使其可以对于减小使用这种器件获得的开关调节器的尺寸和成本有贡 献。根据优选实施例的以下详细描述以及与其相关的附图，本发明的其他特征、元件、 步骤、益处和特征将变得更加清楚。


图1是示出了开关调节器的第一实施例的方框图；图2是示出了软启动控制电路6的结构示例的电路图；图3是示出了过压保护电路19的结构示例的电路图；图4是示出了所述过压保护操作的时序图；图5是示出了开关调节器的第二实施例的方框图；图6是示出了开关调节器的第三实施例的方框图；图7是示出了 PWM和PFM组合使用的优点的图表；图8是示出了开关调节器的第四实施例的方框图；图9是示出了电流/电压转换电路25的结构示例的电路图；图10是示出了误差电压Verr的上拉操作的时序图；图11是示出了开关调节器的传统示例的电路方框图；图12是示出了自举操作的结构示例的波形图；以及图13是示出了关闭电路28的结构示例的电路图。
具体实施例方式下面是参考在根据自举方法操作的降压开关调节器中实现本发明的结构给出的 详细描述。(第一实施例)图1是示出了开关调节器的第一实施例的电路方框图。如所示的，第一实施例的 开关调节器是降压开关调节器(断续调节器)，包括开关电源IC 100、外部电感器Li、二极 管D1、电阻器Rl至R3和电容器Cl至C5，并且适用于根据输入电压Vin产生所需的输出电 压 Vout0开关电源IC 100具有η沟道MOS场效应晶体管Ia和lb、驱动器加和2b、电平移 位器3a和北、驱动控制电路4、误差放大器5、软启动控制电路6、pnp双极型晶体管7、倾斜 电压发生电路8、PWM(脉冲宽度调制)比较器9、参考电压发生电路10、振荡器11、电阻器 1 和12b、升压恒压发生电路13、二极管14、低压闭锁电路15、热关闭电路16、输入偏置电 流发生电路17、过流保护电路18、过压保护电路19和ρ沟道MOS场效应晶体管20。此外，作为与外部电连接的装置，所述开关电源IC 100具有使能端EN、反馈端FB、 相位补偿端CP、软启动端SS、自举端BST、输入端VIN、开关端SW和接地端GND。
在所述开关电源IC 100的外部，输入端VIN与其上施加输入电压Vin (例如12V) 的端子相连，并且也经由电容器Cl与接地端相连。开关端SW与二极管Dl的负极和电感器 Ll的一端相连。二极管Dl的正极与接地端相连。电感器Ll的另一端与输出电压Vout的 引出端相连，并且分别与电容器C3的一端以及电阻器Rl的一端相连。电容器C3的另一端 与接地端相连。电阻器Rl的另一端经由电阻器R2与接地端相连。电阻器Rl和电阻器R2 的连接节点与作为反馈电压Vfb的引出端的反馈端FB相连。电容器C2连接在开关端SW 和自举端BST之间。使能端EN是为了使能或禁用开关电源IC 100驱动的目的而被施加以 使能信号的端子。相位补偿端CP经由电容器C4和电阻器R3与接地端相连。软启动端SS 经由电容器C5与接地端相连。上述电感器Li、二极管Dl和电容器C3用作整流/平滑电路，适于对从开关端SW抽 取的开关电压Vsw进行整流/平滑，以便产生所需的输出电压Vout。上述电阻器R1、R2用 作反馈电压发生电路(电阻分压电路)，用于产生与输出电压Vout相对应的反馈电压Vfb。 电容器C2和内置在开关电源IC 100中的二极管14 一起形成了自举电路。接下来将描述开关电源IC 100的内部结构。晶体管la、Ib是串联连接在输入端VIN(施加输入电压Vin的端子)和接地端GND 之间的一对开关元件。通过按照互补方式开关驱动这些元件，根据输入电压Vin产生脉冲 开关电压Vsw。晶体管Ia是大型输出晶体管(功率晶体管)，设计用于通过较大的开关电 流Isw，而晶体管Ib是小型同步整流晶体管，设计用于将在低负载时(在非连续电流模式期 间)产生的振铃噪声释放到接地端GND。为了更加具体地描述这两端的连接关系，晶体管 Ia的漏极与输入端VIN相连。晶体管Ia的源极和背栅极与开关端SW相连。晶体管Ib的 漏极与开关端SW相连。晶体管Ib的源极和背栅极与接地端GND相连。这里使用的术语“互补”不仅指的是其中晶体管la、lb的导通/截止态完全反转 的情况，也包括其中对晶体管la、lb的导通/截止转换定时施加规定的延迟以防止过电流 的情况。驱动器加、沘基于来自电平移位器3a、!3b的输出信号，分别产生用于晶体管la、lb 的栅极电压(开关驱动电压)。驱动器加的上部电源端子与二极管14的负极和晶体管20 的漏极(施加驱动电压Vx的端子)的连接节点相连。驱动器加的下部电源端子和驱动 器2b的上部电源端子都与开关端SW相连。驱动器2b的下部电源端子与接地端GND相连。 提供给晶体管Ia的栅极电压的高电平等于驱动电压Vx，低电平等于地电压。提供给晶体管 Ib的栅极电压的高电平等于输入电压Vin，低电平等于地电压。电平移位器3a、!3b分别对从驱动控制电路4输入的开关控制信号的电压电平进行 升压，并且将所述信号给予驱动器h、2b。电平移位器3a的上部电源端子与二极管14的负 极和晶体管20的漏极(施加驱动电压Vx的端子)的连接节点相连。电平移位器3a的下 部电源端子和电平移位器北的上部电源端子都与开关端SW相连。电平移位器北的下部 电源端子与接地端GND相连。驱动控制电路4是基于时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM产生用于晶体管 IaUb的开关控制信号的逻辑电路。误差放大器5对反馈电压Vfb和规定目标电压Vtg之差进行放大，并且产生误差 电压Verr。为了描述连接关系，误差放大器5的反相输入端(-)与反馈端FB相连，并且在其上施加反馈电压Vfb (与输出电压Vout的实际值相对应)。误差放大器5的非反相输入 端(+)与t电阻器1 和电阻器12b的连接节点相连，并且在其上施加所述规定目标电压 Vtg (与输出电压Vout的设定目标值相对应)。软启动控制电路6具有表示为图2中示例的电路结构，并且适用于启动所述开关 调节器，同时也初始化经由电阻器6a与软启动端SS相连的电容器C5的充电，并且控制晶 体管7的传导程度，从而将误差电压Verr钳制到规定的软启动电压(等于电容器C5的充 电电压加上晶体管7的基极-发射极电压)。通过按照这种方式的软启动控制，在限制启动 时供应给电容器C3的充电电流的同时，输出电压Vout逐渐上升，从而使得可以主动地防止 输出电压Vout的过冲和到负载的突入电流。在误差电压Verr下降到小于软启动电压Vss 的时间点，晶体管7采取非工作(nonoperational)状态，并且因此终止了软启动控制。基于来自软启动控制电路6的指令，在开关调节器启动期间，晶体管7将误差电压 Verr钳制到软启动电压Vss。为了更加具体地描述连接关系，晶体管7的发射极与误差放 大器5的输出端子相连。晶体管7的集电极与接地端GND相连。晶体管7的基极经由软启 动控制电路6与软启动端SS相连。基于振荡器11产生的时钟信号CLK，倾斜电压发生电路8产生具有三角波形、斜坡 波形或锯齿波形的倾斜电压Vslope并且将所述电压输出给PWM比较器9。PWM比较器9将误差电压Verr与倾斜电压Vslope进行比较，以便为了确定开关占 空比而产生脉冲宽度调制信号PWM，并且将该信号输出给驱动控制电路4。开关占空比的上 限受限于在所述电路内确定的最大占空比，并且绝不会达到100%。为了更具体地描述连接 关系，PWM比较器9的非反相输入端⑴与倾斜电压发生电路8的输出端子相连。PWM比较 器9的反相输入端(_)分别与误差放大器5的输出端子和相位补偿端CP相连。参考电压发生电路10根据输入电压Vin产生参考电压Vref (例如4. IV)，并且将 该电压作为内部驱动电压供应给开关电源IC 100的元件。在接收参考电压Vref时，振荡器11产生具有规定频率的矩形波形时钟信号CLK， 并且将该信号提供给驱动控制电路4和倾斜电压发生电路8。电阻器12a和12b对参考电压Vref进行分压以产生所需的目标电压Vtg，然后将 所述目标电压施加到误差放大器5的非反相输入端(+)。为了更具体地描述连接关系，电阻 器1 和12b串联连接在参考电压发生电路10的输出端子(施加参考电压Vref的端子) 和接地端GND之间，并且其相互连接的节点与误差放大器5的非反相输入端⑴相连。升压恒压发生电路13根据输入电压Vin产生规定的恒定电压Vreg(例如5V)。二极管14是连接在升压恒压发生电路13的输出端(用于输出所述恒定电压Vreg 的端子)和自举端BST之间的元件。二极管和电容器C2—起形成了自举电路。从所述二 极管的负极抽取用于驱动器加和电平移位器3a的驱动电压Vx。如随后所述，在其中尚未 使用过压保护操作并且晶体管20导通的情况下，驱动电压Vx等于在自举端BST出现的升 压电压Vbst (这是比开关电压Vsw高电容器C2的充电电压(即从所述恒定电压Vreg减去 二极管的正向电压降Vf而获得的电压)的电压值)。另一方面，如随后所述，在其中已经 使用过压保护操作并且二极管20截止时，驱动电压Vx等于从恒定电压Vreg减去二极管14 的正向电压降Vf的电压值。这将在随后参考附图详细描述。低压闭锁电路15在接收参考电压Vref的供应的同时操作，并且作为故障保护装置，所述故障保护装置当已经检测到输入电压Vin的异常下降时关闭所述开关电源IC 100。热关闭电路16在接收参考电压Vref的供应的同时操作，并且作为故障保护装置， 所述故障保护装置当所监测的温度(开关电源IC 100的结温度)达到规定阈值时(例如 175°C )关闭所述开关电源IC 100。输入偏置电流发生电路17在接收参考电压Vref的供应的同时操作，并且产生用 于误差放大器5输入偏置电流。过流保护电路18在接收输入电压Vin的供应的同时操作，监测所述输出晶体管Ia 导通期间流过的开关电流Isw，并且产生过流检测信号0CP。将过流检测信号OCP用作驱动 控制电路4和软启动控制电路6的复位信号。更具体地，在确定开关电流Isw处于过流保 护电路18中的过流条件的情况下，驱动控制电路4暂停晶体管Ia和Ib的开关操作，同时 软启动控制电路6将晶体管6b (参见图2)导通，并且执行电容器C5的放电。过压保护电路19监测施加在自举端BST和开关端SW两端上的端子间电压Vy (等 于Vbst-Vsw，与电容器C2的充电电压相对应)，并且产生过压检测信号0VP。所述过压检测 信号OVP用作晶体管20的栅极信号。晶体管20是用于根据过压检测信号OVP在自举端BST和内部电路(驱动器加和 电平移位器3a的上部电源端子)之间建立/阻断电传导的开关元件。为了更具体地描述 连接关系，晶体管20的漏极与二极管14的负极相连。晶体管20的源极和背栅极与自举端 BST相连。晶体管20的栅极与过压保护电路19的输出端子(过压检测信号OVP的输出端 子)相连。对于所述晶体管20，需要使用耐高压元件(例如耐30V电压的元件)，所述耐 高压元件当在自举端BST和开关端SW之间的电势差增加到等于输入电压Vin两倍(例如 24V)时不会击穿。下面将首先描述具有上述结构的开关调节器的自举操作。当晶体管Ia截止时，开 关端SW上的开关电压Vsw是低电平(OV)，电流从升压恒压发生电路13沿经由二极管14 和电容器C2的路径流动。因此，用电荷对连接在自举端BST和开关端SW之间的电容器C2 充电。此时，自举端BST上的升压电压Vbst (即电容器C2的充电电压)具有等于恒定电压 Vreg减去二极管14的正向电压降Vf的值(Vreg-Vref).在其中用电荷对电容器C2充电的情况下，晶体管Ia导通并且开关电压Vsw从低 电平(OV)上升到高电平(Vin)，此时将所述升压电压Vbst升压到等于开关电压Vsw(Vin) 的高电平加上电容器C2的充电电压(Vreg-Vf)的较高值(Vin+(Vreg-Vf))。因此，通过提 供升压电压Vbst作为驱动器加和电平移位器3a的驱动电压Vx，可以执行晶体管Ia的导 通/截止驱动。接下来将描述具有上述结构的开关调节器的输出反馈操作。在开关电源IC 100中，误差放大器5对反馈电压Vfb和目标电压Vtg之差进行放 大以产生误差电压Verr。PWM比较器9将误差电压Verr和倾斜电压Vslope进行比较，并 且产生脉冲宽度调制信号PWM。此时，当误差电压Verr处于比倾斜电压Vslope更高的电势 时，脉冲宽度调制信号PWM的逻辑为低电平，当相反情况下时所述逻辑为高电平。具体地， 在误差电压Verr处于较高的电势时，脉冲宽度调制信号PWM的单一周期中的低电平间隔变 得更长，并且相反地，在误差电压Verr处于低电势时，脉冲宽度调制信号PWM的单一周期中的低电平间隔变得更短。基于时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM，驱动控制电路4防止了晶体管Ia和 Ib同时导通，并且产生了用于晶体管la、lb的开关控制信号，使得在脉冲宽度调制信号PWM 为低电平的间隔期间，晶体管Ia导通而晶体管Ig截止。相反在脉冲宽度调制信号PWM处 于高电平的间隔期间，晶体管Ia截止而晶体管Ig导通。通过按照上述方式执行的输出反馈控制，晶体管Ia经历了开关控制，使得反馈电 压Vfb匹配目标电压Vtg。换句话说，输出电压Vout匹配了所需的目标设置。此外，因为晶体管Ib按照与晶体管Ia互补的方式经历了开关控制，在低负载或者 无负载时开关电流Isw下降导致开关电压Vsw中振铃噪声上升(所谓的非连续电流模式) 的情况下，振铃噪声可以通过晶体管Ib漏到接地端GND。具体地，当晶体管Ia截止时，经由 晶体管Ib将开关电压Vsw减小到低电平(OV)，并且可以对连接在自举端BST和开关端SW 之间的电容器C2充分地充电。因此，当晶体管Ia随后导通时，升压电压Vbst可以可靠地 升压到所需电压电平(比输入电压Vin更高的电压电平)。因此可以防止晶体管Ia故障 (不能够导通)，并且可以实现可靠的降压操作。接下来将描述误差放大器5的相位补偿方法。通过增益为1时的频率Fc来确定 开关调节器的响应速度和稳定性。可以通过与相位补偿端CP(误差放大器5的输出端子) 外部相连的电阻器R3的电阻来调节该频率Fe。通过增加频率Fe，可以增加开关调节器的 响应速度，但是可靠性(相位容限)变差，并且增加了振荡的风险。相反，当将所述频率Fc 设置得太低时，可能不会获得满意的响应速度。此外，为了通过相位补偿确保稳定性，需要 将输出级中的LC谐振产生的相位滞后由基于零点的相位超前抵消掉。可以经由与相位补 偿端CP外部相连的电容器C4和电阻器R3来调节基于所述零点的相位超前。此时，优选地 是将电容器C4的电容确定为使得基于所述零点的相位超前约是LC谐振频率的三分之一。 在开关调节器中，包含负反馈返回的反馈系统的稳定条件是增益为1时(OdB)相位滞后不 超过150° (S卩，至少30°的相位容限)。接下来将参考图3和图4详细描述过压保护电路19的结构和操作。图3是示出 了过压保护电路19的结构示例的电路图，以及图4是示出了过压保护操作的时序图。图4 的上半部分示出了开关电压Vsw、升压电压Vbst和驱动电压Vx的电压波形，而图4的下半 部分示出了晶体管20的导通/截止状态。如图3所示，这种结构示例的过压保护电路19具有P沟道MOS场效应晶体管19a、 齐纳二极管19b、19c和电阻器19d至19g。晶体管19a的源极和背栅极与自举端BST相连。 晶体管19a的漏极经由电阻器19d与开关端SW相连，并且也与作为过压检测信号OVP的输 出端子的晶体管20的栅极相连。晶体管19a的栅极与齐纳二极管19c的正极相连，并且 也经由电阻器19e与齐纳二极管19b的负极相连。齐纳二极管19c的负极经由电阻器19g 与自举端BST相连。齐纳二极管19b的负极经由电阻器19f与自举端BST相连。齐纳二极 管19b的正极与开关端SW相连。在具有上述结构的过压保护电路19中的自举端BST和开关端SW上施加的端子间 电压Vy是正常值(Vreg-Vf，或者与其接近的值)的情况下，晶体管19a的栅极-源极电压 (电阻器19f两端的电压)不会上升到超过晶体管19a的导通阈值电压，并且晶体管19a仍 然处于截止状态。结果，晶体管20的栅极经由电阻器19d与开关端SW相连。并且在晶体管20的栅极和源极上施加了等于在自举端BST和开关端SW上施加的端子间电压Vy的电 压。因此，晶体管20通常处于导通态，并且提供给驱动器加和电平移位器3a的上部电源 端子的驱动电压Vx与升压电压Vbst匹配。另一方面，在其中例如在输入端VIN和自举端BST之间发生短路的情况下，在自举 端BST和开关端SW上施加的端子间电压Vy达到过压条件，晶体管19a的栅极-源极电压 (电阻器19f两端的电压)上升到超过晶体管19a的导通阈值电压，晶体管19a进入导通状 态。结果，晶体管20的栅极经由晶体管19a与自举端BST相连，并且晶体管20的栅极和源 极短接。因此，晶体管20进入截止态，并且将提供给驱动器加和电平移位器3a的上部电 源端子的驱动电压Vx固定为与恒定电压Vreg减去二极管14的正向电压降Vf相等的电压 值，而与升压电压Vbst无关。用于过压保护的晶体管20 (耐高压开关)连接在从自举端BST到内部电路(驱动 器加和电平移位器3a)的电源路径上，并且当在自举端BST和开关端SW上施加的电压Vy 达到过压条件时使晶体管20截止。利用这种结构，不需要将内部电路的元件设计用于耐高 压，使得可以减小内部电路(驱动器加和电平移位器3a)需要的表面积，并且对于开关电 源IC 100实现了更小的尺寸和更低的成本。此外，因为在晶体管20的栅极和源极之间的电势差等于输入电压Vin的两倍(例 如MV)，需要采用大元件尺寸的耐高压元件作为晶体管20，但是内部电路(驱动器加和电 平移位器3a)不要求这种高电压设计，从而对于缩小开关电源IC 100整体上的芯片尺寸 有贡献。此外，因为通过齐纳二极管19将晶体管19a的栅极-源极电压钳制到规定的齐纳 电压(例如5V)，对于晶体管19a无需使用耐高压元件，并且甚至在添加了过压保护电路19 的情况下，也不会有损于缩小开关电源IC100整体的芯片尺寸的效果。(第二实施例)图11所示的传统的开关调节器(使用自举系统的BUCK转换器)具有以下结构 其中连接在开关端SW和接地端GND之间的晶体管201b按照与晶体管201a互补的方式进 行开关控制。利用上述传统结构，在低负载或者无负载时开关电流Isw下降的情况下，导致开 关电源Vsw中振铃噪声增加的情况(所谓的非连续电流模式)，所述振铃噪声实际上可以通 过晶体管201b漏到接地端GND。具体地，当晶体管201a截止时，经由晶体管201b将开关 电压Vsw减小到低电平(OV)，并且可以对连接在自举端BST和开关端SW之间的电容器C2 充分地充电。因此，当晶体管201a随后导通时，可以可靠地将升压电压Vbst升压到所需电 压电平(比输入电压Vin高的电压电平)。因此，可以防止晶体管201a的故障(不能够导 通)，并且可以实现可靠的降压操作。然而利用所述传统结构，每次当晶体管201a截止时，开关端SW的电荷从接地端 GND损耗掉，在低负载时产生效率问题。同样利用所述传统设计，需要适当的定时控制以防 止晶体管201a和晶体管201b同时导通，产生了对于驱动控制电路204的复杂电路设计的 问题。第二实施例的技术特征涉及解决上述问题，其目的在于提供具有简单结构的开关 调节器，然而能够同时改进低负载时开关操作的稳定性并且改进转换效率。
图5是示出了开关调节器的第二实施例的方框图。向与前述第一实施例中的元件 相同的元件分配与图1相同的符号，并且为了避免赘述而不再描述，使得以下描述可以集 中于第二实施例特有的组成元件。第二实施例的开关调节器的特征在于将连接在开关端SW和接地端GND之间的N 沟道MOS场效应晶体管Ib用连接在开关端SW和输入端VIN之间的P沟道MOS场效应晶 体管Ic代替。换句话说，第二实施例的开关调节器可以说是具有这样的结构其中将N沟道MOS 场效应晶体管Ia和P沟道MOS场效应晶体管Ic并联设置作为连接在输入端VIN和开关端 SW之间的输出晶体管。为了更具体地描述连接关系，晶体管Ic的漏极与开关端SW相连。晶体管Ic的源 极和背栅极与输入端VIN相连。晶体管Ic的栅极与驱动器2b的输出端子相连。在具有上述结构的开关调节器中，当晶体管Ia导通时晶体管Ic也导通。相反地， 当晶体管Ia截止时，晶体管Ic也截止。因此，从开关端SW输出到IC外部的开关电流Isw 是与流到晶体管Ia的第一开关电流Iswl和流到晶体管Ic的第二开关电流Isw2之和相等 的电流。因为在低负载时，只要晶体管Ic能够传导较低的第二开关电流Isw2就行了，可以 将所述元件的尺寸设计为小于晶体管Ia的元件尺寸(例如约与在第二实施例中除去的晶 体管Ib相同)。因此在正常操作期间(重负载时)，流到晶体管Ia的第一开关电流Iswl 比流到晶体管Ic的第二开关电流Isw2大得多。通过使用这种结构，在低负载或者无负载时开关电流Isw下降，导致开关电压Vsw 中的振铃噪声增加(所谓的非连续电流模式)的情况下，使得晶体管Ia不再能够导通，晶 体管Ic仍然能够毫无困难地导通，使得可以输出所述第二开关电流Isw并且将输出电压 Vout维持在所需值。通过除去晶体管lb，使得每次当晶体管Ia截止时，开关端SW的电荷不再通过接地 端GND损耗掉，使得可以改进低负载时的效率，并且因此使得可以在配备有低负载模式(例 如脉冲跳跃功能或者切换到PFM的功能)的装置中获得有利的实现。根据第二实施例的开关调节器，不需要防止晶体管Ia和晶体管Ic同时导通，并且 晶体管Ia和晶体管Ic的导通和截止定时在一定程度上的变化不会在其操作中造成任何问 题，使得驱动控制电路204可以具有更加简单的电路设计。(第三实施例)在图11所示的传统开关调节器中，当负载波动时，误差放大器205开始检测到输 出电压Vout中的波动，并且脉冲宽度调制信号PWM的占空比与误差电压Verr的增加相关 联地扩展，使得将输出电压Vout维持在目标值。利用上述传统结构，当负载具有较为缓和的波动时，将输出电压Vout中的波动实 际上保持最小。然而，利用上述传统结构，在误差放大器205检测到输出电压Vout中的波动之后 执行通过PWM方法的输出反馈控制。因此，负载的响应速度较低，有时会发生负载突然变化 期间输出电压Vout中较大波动的问题。增加负载响应速度要求增加输出反馈控制的工作 频率，但是这样做的坏处是可能会不利地影响转换效率。
用于执行利用PFM(脉冲频率调制)方法(比较器方法)的输出反馈控制的开关 调节器具有较高的负载响应速度，但是存在各种问题，即(1)在稳态时波纹电压较高(2) 必须使用昂贵的OS电容器等作为输出电容器；以及(3)因为输出反馈控制的工作频率随负 载而波动，难以实现EMI (电磁干扰)对策。第三实施例的技术特征意在解决上述问题，并且因此具有以下目的提供在稳态 时具有较高负载响应速度和较低波纹特性的开关调节器。图6是示出了开关调节器的第三实施例的方框图。向与在前描述的第一实施例中 相同的元件分配与图1相同的符号，并且为了避免赘述而不再描述，使得以下描述只集中 于第三实施例特有的组成元件。在第三实施例的开关调节器中，所述开关电源IC 100附加地配置有导通(ON)比 较器21、截止(OFF)比较器22、逻辑加法运算器23和逻辑乘法运算器Μ。导通比较器21和截止比较器22均在其反相输入端子㈠处与反馈端FB相连。 导通比较器21的非反相输入端子(+)与施加第一参考电压Vrefl (与输出电压Vout的下 限设置相对应)的端子相连。截止比较器22的非反相输入端子(+)与施加第二参考电压 Vref2(与输出电压Vout的上限设置相对应)的端子相连。目标电压Vtg、第一参考电压 Vrefl和第二参考电压Vref2具有以下关系Vrefl < Vtg < Vref2。逻辑加法运算器23的第一输入端子与驱动控制电路4的输出端子(Q)相连。逻 辑加法运算器23的第二输入端子与导通比较器21的输出端子相连。逻辑乘法运算器M 的第一输入端子与逻辑加法运算器23的输出端子相连。逻辑乘法运算器M第二输入端子 与截止比较器22的输出端子相连。逻辑乘法运算器M的输出端子与电平移位器3a输入 端子相连。在具有上述结构的开关调节器中，当输出电压Vout由于负载的突然变化而急剧 下降、并且反馈电压Vfb降低到小于第一参考电压Vrefl时，导通比较器21的输出信号从 低电平上升到高电平，并且将逻辑加法运算器23的输出信号固定在高电平，而与从驱动控 制电路4输出的开关控制信号无关。显而易见的是，因为此时反馈电压Vfb也小于第二参 考电压Vref2，截止比较器22的输出信号必须上升到高电平。因此，输入到晶体管Ia的栅 极电压达到高电平，将晶体管Ia强制导通。结果，输出电压Vout无延迟地切换为增加，并 且输出电压Vout绝不会下降到明显小于其下限设置。另一方面，当具有上述结构的开关调节器中输出电压Vout由于负载中的突然变 化而急剧上升、并且反馈电压Vfb上升到大于第二参考电压Vref2时，截止比较器22的输 出信号从高电平回落到低电平，并且将逻辑乘法运算器M的输出信号固定在低电平，而与 逻辑加法运算器23的输出信号无关。因此，输入到晶体管Ia的栅极电压达到低电平，并且 将晶体管Ia强制截止。结果，输出电压Vout无延迟地切换为降低，并且输出电压Vout绝 不会上升为明显大于其上限设置。在具有上述结构的开关调节器中，只要负载不会突然改变并且将反馈电压Vfb保 持在大于第一参考电压Vrefl并且小于第二参考电压Vref2的电压范围内，导通比较器21 的输出信号为低电平，截止比较器22的输出信号为高电平。结果，逻辑加法运算器23和逻 辑乘法运算器M的输出信号都匹配驱动控制电路4的输出信号，并且因此晶体管Ia响应 于驱动控制电路4输出的开关控制信号而经历PWM开关控制，并且将输出电压Vout维持在其目标设置。具体地，在第三实施例的开关调节器中，当反馈电压Vfb仍然在大于第一参考电 压Vrefl且小于参考电压Vref2的电压范围内时，按照与原始情况相同的方式发生PWM开 关控制；但是当反馈电压Vfb没有停留在上述电压范围内时，开关控制根据使用导通比较 器21和截止比较器22的PFM方法(比较器方法)而发生。利用这种结构，可以在保留PWM方法的优点同时利用PFM方法的优点。因此，可以 在稳态下同时获得高负载响应速度和低波纹特性。图7是示出了组合使用PWM和PFM的优点的图表。如图7所示，通过在第三实施 例的开关调节器中使用组合的PWM/PFM方法，可以利用各种优点，S卩(1)可以在稳态中维 持较低的波纹电压；( 可以将廉价的陶瓷电容器用作输出电容器；C3)可以与负载无关地 将输出反馈控制的操作频率保持恒定，使得容易实现EMI对策；以及(4)可以将负载响应速 度保持为高。(第四实施例)如前所述，在图11中所示的传统开关调节器中，误差放大器205最初检测到负载 波动期间输出电压Vout的波动，并且与误差电压Verr的升高相关联地扩展脉冲宽度调制 信号PWM的占空比，从而将输出电压Vout维持在目标值。用于相位补偿的电阻器R3和电 容器C4与误差放大器205的输出端子相连，并且将负载响应速度限制到误差放大器205的 输出带中。也利用上述传统结构，只要波动比较缓和，实际上可以将输出电压Vout中的波动 保持为最小。然而利用上述传统结构，在误差放大器205检测到输出电压Vout中的波动之后进 行根据PWM方法的输出反馈控制。因此，负载响应速度较低，并且有时会发生负载突然变化 期间输出电压Vout的较大波动问题。增加负载响应速度要求增加输出反馈控制的工作频 率，但是这样做的不利之处在于可能不利地影响转换效率。此外，利用上述传统结构，由于 在改进的负载响应速度和输出反馈控制的改进的可靠性之间存在折衷，在增加误差放大器 205的输出带的程度以在保持输出反馈控制的稳定性的同时改进负载响应速度方面存在 内在限制，。第四实施例的技术特征意在解决上述问题，并且具有以下目的提供具有改进的 负载响应速度和改进的输出反馈控制稳定性的开关调节器。图8是示出了开关调节器的第四实施例的方框图。向与前述第一实施例中的元件 相同的元件分配与图1相同的符号，并且为了避免赘述而不再描述，使得以下描述可以集 中于第四实施例特有的组成元件。在第四实施例的开关调节器中，开关电源IC 100还包括电流/电压转换电路 25、微分电路沈和开关27。电流/电压转换电路25将开关端SW中的开关电流Isw转换为电压信号Vl。电流 /电压转换电路25的电路结构随后描述。微分电路沈包括电阻器、电容器和运算放大器，并且产生与电压信号Vl相对应的 微分电压信号V2。将所述微分电压信号V2用作开关27的导通/截止控制信号。开关27连接在误差放大器5的输出端子和施加参考电压Vref的端子之间，并且受到根据所述微分电压信号V2的导通/截止控制。图9是示出了电流/电压转换电路25的结构示例的电路图。这种结构示例的电 流/电压转换电路25包括pnp双极型晶体管25a、25b、开关25c、恒流源25d和电阻器2 至 25g。晶体管25a的发射极经由开关25c与开关端SW相连，并且与经由电阻器2 施加 输入电压Vin的端子(输入端VIN)相连。晶体管25b的发射极经由电阻器25f (电阻值 Rf)与施加输入电压Vin的端子(输入端VIN)相连。晶体管2 和2 的基极均与晶体管 25a的集电极相连。晶体管25a的集电极经由恒流源25d与接地端GND相连。晶体管25b 的集电极作为电压信号Vl的输出端子与微分电路沈的输入端子相连(参见图8)，并且也 经由电阻器25g(电阻值Rg)与接地端GND相连。图10是示出了误差电压Verr的上拉操作的时序图，并且按照从上到下的顺序示 出了输出电流lout、开关电流Isw、晶体管25a的发射极电压Va、晶体管25b的发射极电压 Vb、开关电压Vsw、晶体管25b的集电极电流lb、电压信号Vl和微分电压信号V2。在图9的电流/电压转换电路25中，当晶体管Ia导通时开关25c导通，并且当所 述晶体管截止时所述开关25c截止。因此，晶体管Ia导通时，晶体管25a的发射极电压Va 匹配开关电压Vsw，并且当晶体管Ia截止时，所述发射极电压等于输入电压Vin。这里，当晶体管Ia导通时获得的开关电压Vsw( S卩，晶体管25a的发射极电压Va) 是与输入电压Vin减去流过晶体管Ia的开关电流Isw和晶体管Ia的导通电阻Ron的乘积 Δ V (等于IswX Ron)(等于Vin- AV = Vin- (IswXRon))相等的电压值，并且当认为晶体管 Ia的导通电阻Ron恒定时，该电压值随着开关电流Isw的增加而向下倾斜。通过恒流源25d将晶体管2 集电极电流Ia维持在规定的值。因此，与所述晶体 管25a的发射极电压Va中的波动相关联，晶体管2 的发射极产生了等于晶体管2 的发 射极电压Va的发射极电压Vb。结果，晶体管2 的集电极电流Λ是由晶体管2 的发射极电压Vb和电阻器25f 的电阻Rf确定的电流值(等于(Vin-Vb)/Rf = (Vin-Va)/Rf)。具体地，当晶体管Ia截止时(Va = Vin)，晶体管2 的集电极电流Λ为零，并且晶 体管Ia导通时(Va = Vin- (IswX Ron))，所述电流是依赖于开关电流Isw (等于IswX Ron/ Rf)的电流值。从晶体管25b的集电极抽取的电压信号Vl是通过晶体管25b的集电极电流Λ和 电阻器25g的电阻Rg确定的电压值(等于H3XRg= {(Vin-Va)/Rf} X Rg) 0具体地，当晶体管Ia截止时(Va = Vin)，电压信号Vl为零，并且当晶体管Ia导 通时(Va = Vin-(IswXRon))，所述信号是依赖于开关电流Isw(等于(IswXRon/Rf) XRg) 的电流值。在其中将晶体管Ia的导通电阻用作检测开关电流Isw的装置的结构中，监测晶体 管1 a中的导通时间段中获得的开关电压Vsw(等于Vin-(IswXR0n)),并且产生与开关电 流Isw相对应的电压信号VI，而不需要将作为检测开关电流Isw的装置的分立感测电阻器 插入到开关电流Isw流过的电流路径中，使得可以实现更低的成本和改进的输出效率。通过对上述电压信号Vl进行微分获得的微分电压信号V2利用电压信号Vl的每 个上升沿或下降沿产生与电压信号Vl的电压值相对应的微分波形。
如果在负载中不存在任何突然的变化，开关电流Isw的电流值较小，并且电压信 号Vl的电压值较小。因此，微分电压信号V2的电压值不会达到开关27的导通阈值电压 Vth(。n)，并且将开关27维持处于截止态。因此，不会将误差放大器5的输出端子上拉到施加 参考电压Vref的端子，并且根据反馈电压Vfb按照正常方式进行输出反馈控制。另一方面，当由于负载的突然变化导致开关电流Isw急剧增加时，引起电压信号 Vl的电压值急剧上升，微分电压信号V2的电压值将超过开关27的导通阈值电压Vth(。n)，并 且开关27将转换到导通态。结果，将误差放大器5的输出端子上拉到施加参考电压Vref 的端子，并且有意增加了误差电压Verr，而不等待根据反馈电压Vfb的输出反馈控制。具体地，第四实施例的开关调节器除了通过误差放大器5的输出反馈路径之外， 还包括用于快速响应的补充反馈路径(电流/电压转换电路25、微分电路沈和开关27)， 并且配置用于使得只有在负载中的突然变化增加了误差放大器5的操作速度时才将所述 补充反馈路径用于快速响应。采用这种结构使得可以无需不必要地增加通过误差放大器5的输出反馈路径中 的操作频率，使得可以将负载响应速度增加到足够的程度，而不会不利地影响转换效率或 者破坏输出反馈控制的稳定性。除了检测开关电流Isw并且产生微分电压信号V2作为用于快速响应的补充反馈 路径之外，可以建议检测输出电流Iout或者输出电压Vout并且产生微分电压信号V2的结 构。(其他修改示例)除了这里阐述的实施例之外，在不脱离本发明范围和精神情况下可以对本发明进 行各种修改。具体地，前述实施例在所有方面都是示范性的，并且不应该解释为限制，不应 该将本发明的技术范围理解为是基于所述实施例的上述描述，而是应该理解为基于所附权 利要求，从而包括权利要求的等价物和落在权利要求范围内的任意修改。例如，可选地可以用npn双极型晶体管代替N沟道MOS场效应晶体管或者可选地 可以用Pnp双极型晶体管代替P沟道MOS场效应晶体管。在进行这些替换的情况下，应该 进行这样的连接，使得MOS场效应晶体管的栅极、漏极和源极连接与双极型晶体管的基极、 集电极和发射极连接相对应。除了向开关电源IC 100提供参考图3所述的过压保护电路19之外，向开关电源 IC 100 (更具体地，误差放大器5、倾斜电压发生电路8、PWM比较器9、驱动控制电路4、电平 移位器3a和北以及驱动器加和2b)提供关闭电路观是有用的，所述关闭电路观适于在 规定的时间段连续地重复过压保护操作的情况下强制停止所述操作。图13是示出了关闭电路28的结构示例的电路图。该结构示例的关闭电路28包 括电平移位电路W和定时器闩锁电路30。电平移位电路四包括P沟道MOS场效应晶体管^a、电阻器29b和齐纳二极管 29c0晶体管^a的源极和背栅极与自举端BST相连。晶体管^a的漏极与电阻器^b的 第一端子、齐纳二极管^c的负极、以及定时器闩锁电路30的输入端子的每一个相连。晶 体管^a的栅极与晶体管19a的栅极相连。电阻器^b的第二端子和齐纳二极管29c正极 都与接地端相连。在具有上述结构的电平移位电路四中，晶体管29a展现出与在过压保护电路19中包括的晶体管19a类似的导通/截止行为。具体地，当在自举端BST和开关端SW上施加 的端子间电压Vy处于正常状态时，晶体管29a进入截止态，并且定时器闩锁电路30的输出 信号采取低电平。另一方面，当端子间电压Vy达到过压条件时，晶体管^a进入导通态，定 时器闩锁电路30的输出信号达到高电平。然而，此时通过齐纳二极管29c将相应的高电平 电势钳制到规定的值(例如5V)。定时器闩锁电路30检测来自电平移位电路四的输入信号，并且当在规定的时间 段中所述信号的逻辑电平在高电平和低电平之间间歇性地循环时，具体地，当发生以下情 况时，将关闭信号STD设置为异常条件逻辑电平(例如高电平)以强制停止所述电源开关 IC 100的操作，所述情况为建立负循环，并且在规定的时间段中连续地发生重复的过压 保护操作，使得端子间电压Vy首先处于过压态，然后通过过压保护操作回到正常态，但是 随后由于所述过压仍然未得到根本解决的原因而回复到过压态。利用具有关闭电路观的结构，可以当其中在自举端BST和开关端SW之间施加的 端子间电压在正常状况之间交替时，可以检测并且强制停止开关电源IC 100的操作，并且 晶体管19a可以重复地导通和截止，并且这种情形继续规定的时间段。参考其中分别采用第一至第四实施例的结构给出了以上描述，但是也可以按照重 叠的方式实现这些实施例。(工业应用性)本发明提出了一种有益于改进开关调节器性能的技术，所述开关调节器例如广泛 用作液晶显示器、等离子显示器的电源单元、PC电源(DDR(双倍数据率)存储器电源等)或 者用于DVD(数字多用盘)播放器/记录器。参考符号列表100开关电源ICIa N沟道MOS场效应晶体管(用于输出)Ib N沟道MOS场效应晶体管(用于振铃噪声放电)Ic P沟道MOS场效应晶体管(用于低负载)2a，2b 驱动器3a, 3b 电平移位器4 驱动控制电路5 误差放大器6 软启动控制电路6a 电阻器(用于对C5充电)6b N沟道MOS场效应晶体管(用于对C5放电)7 pnp双极型晶体管8 倾斜电压发生电路9 PWM 比较器10 参考电压发生电路11 振荡器12a, 12b 电阻器13 升压恒压发生电路0157]
0158]
0159]
0160] 0161] 0162]
0163]
0164]
0165]
0166]
0167]
0168]
0169]
0170]
0171]
0172]
0173]
0174]
0175]
0176]
0177]
0178]
0179]
0180] 0181] 0182]
0183]
0184]
0185]
0186]
0187]
0188]
0189]
0190]
0191]
0192]
0193]
0194]
0195]
14二极管
15低压闭锁电路
16热关闭电路
17输入偏置电流发生电路
18过流保护电路
19过压保护电路
19a P沟道MOS场效应晶体管 19b，19c齐纳二极管 19d-19g 电阻器
20P沟道MOS场效应晶体管
21导通比较器
22截止比较器
23逻辑加法运算器
24逻辑乘法运算器
25电流/电压转换电路 25a, 25b pnp双极型晶体管 25c开关
25d恒流源 25e-25g 电阻器
26微分电路
27开关
28关闭电路
29电平移位电路
29a P沟道MOS场效应晶体管
29b 电阻器
29c 齐纳二极管
30定时器闩锁电路 Ll 电感器
Dl 二极管 R1-R3 电阻器 C1-C5 电容器
EN
FB
CP
SS
BST
VIN
Sff
GND
使能端 反馈端 相位补偿端 软启动端 自举端 输入端 开关端 接地端。
权利要求
1.一种半导体器件，包括η沟道或ηρη型输出晶体管，其中在漏极或集电极上施加输入电压，并且从源极或发射 极引出与晶体管的开关驱动相对应的脉冲式开关电压；自举电路，用于产生比开关电压高预定电势的升压电压；内部电路，用于接收所述升压电压的供应以产生开关驱动信号，并且将所述信号供应 给输出晶体管的栅极或基极；过压保护电路，用于监测所述开关电压和所述升压电压之间的电势差，并且用于产生 过压检测信号；以及开关元件，根据所述过压检测信号，在所述内部电路和施加所述升压电压的端子之间 建立/阻断电传导。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述开关元件是耐高压元件，在产生与开 关电压和升压电压之间的输入电压的两倍相对应的电势差时，所述耐高压元件不会击穿。
3.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述升压电路包括二极管，所述二极管的 正极与施加恒定电压的端子相连，所述二极管的负极与经由开关元件施加升压电压的端子 相连。
4.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述过压保护电路包括以下部件P沟道或ρηρ型晶体管，其源极或发射极与施加升压电压的端子相连，其漏极或集电极 与开关元件的导通/截止控制端相连；第一齐纳二极管，其正极与施加开关电压的端子相连；第一电阻器，连接在所述开关元件的导通/截止控制端和施加开关电压的端子之间； 第二电阻器，连接在晶体管的栅极或基极和第一齐纳二极管的负极之间；以及 第三电阻器，连接在第一齐纳二极管的负极和施加升压电压的端子之间。
5.根据权利要求4所述的半导体器件，其中所述过压保护电路还包括以下部件 第二齐纳二极管，其正极与晶体管的栅极或基极相连；以及第四电阻器，连接在第二齐纳二极管的负极和施加升压电压的端子之间。
6.根据权利要求1所述的半导体器件，包括同步整流晶体管，连接在施加开关电压的端子和施加地电压的端子之间，按照与输出 晶体管互补的方式可开关地驱动所述晶体管。
7.根据权利要求1所述的半导体器件，包括关闭电路，用于当所述过压保护电路的过压保护操作已经重复地持续规定时间段时， 强制停止所述半导体器件的操作。
8.根据权利要求7所述的半导体器件，其中所述关闭电路包括以下部件 电平移位电路，用于监测开关电压和升压电压之间的电势差；以及定时器闩锁电路，用于监测来自电平移位电路的输入信号，并且当所述输入信号的逻 辑电平间歇性地在高电平和低电平之间循环规定时间段时，将关闭信号设置为异常逻辑电 平以强制停止所述半导体器件的操作。
9.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述内部电路是电平移位器和用于基于预 定的开关控制信号产生开关驱动信号的驱动器。
10.根据权利要求1所述的半导体器件，包括以下部件误差放大器，用于对预定的目标电压和与通过对开关电压进行整流和平滑而获得的输 出电压相对应的反馈电压之间的差进行放大，并且用于产生误差电压； 振荡器，用于产生具有预定频率的时钟信号；倾斜电压发生电路，用于基于所述时钟信号产生具有三角形、斜坡形或锯齿形波形的 倾斜电压；PWM比较器，用于对误差电压和倾斜电压进行比较，并且产生脉冲宽度调制信号；以及 驱动控制电路，用于基于时钟信号和脉冲宽度调制信号产生开关控制信号。
11.一种开关调节器，包括 半导体器件；整流/平滑电路，用于对通过所述半导体器件产生的脉冲开关电压进行整流/平滑，并 且产生所需的输出电压；反馈电压发生电路，用于产生与所述输出电压相对应的反馈电压；以及 电容器，连接在施加开关电压的端子和施加升压电压的端子之间，所述电容器形成自 举电路；其中所述半导体器件包括以下部件η沟道或npn型输出晶体管，其中在漏极或者集电极上施加输入电压，并且从源极或发 射极引出与晶体管的开关驱动相对应的脉冲式开关电压； 自举电路，用于产生比开关电压高预定电势的升压电压；内部电路，用于接收所述升压电压的供应以产生开关驱动信号，并且将所述信号供应 给输出晶体管的栅极或基极；过压保护电路，用于监测所述开关电压和所述升压电压之间的电势差，并且用于产生 过压检测信号；以及开关元件，根据所述过压检测信号，在所述内部电路和施加所述升压电压的端子之间 建立/阻断电传导。
12.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述开关元件是耐高压元件，在产生与 开关电压和升压电压之间的输入电压的两倍相对应的电势差时，所述耐高压元件不会击穿。
13.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述升压电路包括二极管，所述二极管 的正极与施加恒定电压的端子相连，所述二极管的负极与经由开关元件施加升压电压的端 子相连。
14.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述过压保护电路包括以下部件P沟道或Pnp型晶体管，其源极或发射极与施加升压电压的端子相连，其漏极或集电极 与开关元件的导通/截止控制端相连；第一齐纳二极管，其正极与施加开关电压的端子相连；第一电阻器，连接在所述开关元件的导通/截止控制端和施加开关电压的端子之间； 第二电阻器，连接在晶体管的栅极或基极和第一齐纳二极管的负极之间；以及 第三电阻器，连接在第一齐纳二极管的负极和施加升压电压的端子之间。
15.根据权利要求14所述的开关调节器，其中所述过压保护电路还包括以下部件 第二齐纳二极管，其正极与晶体管的栅极或基极相连；以及第四电阻器，连接在第二齐纳二极管的负极和施加升压电压的端子之间。
16.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述半导体器件包括以下部件同步整流晶体管，连接在施加开关电压的端子和施加地电压的端子之间，按照与输出 晶体管互补的方式可开关地驱动所述晶体管。
17.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述半导体器件包括以下部件关闭电路，用于当所述过压保护电路的过压保护操作已经重复地持续规定时间段时， 强制停止所述半导体器件的操作。
18.根据权利要求17所述的开关调节器，其中所述关闭电路包括以下部件电平移位电路，用于监测开关电压和升压电压之间的电势差；以及定时器闩锁电路，用于监测来自电平移位电路的输入信号，并且当所述输入信号的逻 辑电平间歇性地在高电平和低电平之间循环规定时间段时，将关闭信号设置为异常逻辑电 平以强制停止所述半导体器件的操作。
19.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述内部电路是电平移位器和用于基于 预定的开关控制信号产生开关驱动信号的驱动器。
20.根据权利要求11所述的开关调节器，其中所述半导体器件包括以下部件误差放大器，用于对预定的目标电压和与通过对开关电压进行整流和平滑而获得的输 出电压相对应的反馈电压之间的差进行放大，并且用于产生误差电压；振荡器，用于产生具有预定频率的时钟信号；倾斜电压发生电路，用于基于所述时钟信号产生具有三角形、斜坡形或锯齿形波形的 倾斜电压；PWM比较器，用于对误差电压和倾斜电压进行比较，并且产生脉冲宽度调制信号；以及驱动控制电路，用于基于时钟信号和脉冲宽度调制信号产生开关控制信号。
全文摘要
根据本发明的半导体器件包括n沟道输出晶体管，其中在漏极上施加输入电压，并且从源极引出与晶体管的开关驱动相对应的脉冲式开关电压；自举电路，用于产生比开关电压高预定电势的升压电压；内部电路，用于接收所述升压电压的供应以产生开关驱动信号，并且将所述信号供应给输出晶体管的栅极；过压保护电路，用于监测所述开关电压和所述升压电压之间的电势差，并且用于产生过压检测信号；以及开关元件，根据所述过压检测信号，在所述内部电路和施加所述升压电压的端子之间建立/阻断电传导。
文档编号H03K17/10GK102098030SQ20101058660
公开日2011年6月15日 申请日期2010年12月9日 优先权日2009年12月9日
发明者土井干也, 村上和宏, 福本洋祐 申请人:罗姆股份有限公司